维普资讯 http://www.cqvip.com 第３９卷第４期 南京航空 航天 大学学报 Ｖｏ１．３９ ＮＯ．４ ２００７年８月 Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｎａｎｊｉｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ Ａｕｇ．２００７ 基于反电势形状函数法的无刷直流电动机直接转矩控制 高 瑾 胡育文 黄文新 黄志峰 （南京航空航天大学航空科技航空 电源重点实验室，南京，２１００１６） 摘要：采用两相导通模式时通过逆变器开关状态不能确定电压空间矢量，现有方案是通过实时测量３个相电压 来解决这一问题，但系统变得复杂；此外现有方案在转矩观测中包含的微分项会降低控制精度，增大计算量，影 响系统实时性。针对这两点不足，提出反电势形状函数法，在软件中实现了相电压的实时计算，使转矩观测变得 简洁，更易于工程实用。最后给出的仿真与实验结果证明了反电势形状函数法用于无刷直流电机直接转矩控制 中的可行性与有效性。 关键词：直接转矩控制；电压矢量；反电势形状函数；定子磁链；无刷直流 中图分类号：ＴＭ３５１ 文献标识码：Ａ 文章编号：１００５ ２６１５（２００７）０４—０４１７－０６ Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ ＤＣ Ｍｏｔｏｒ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｂａｃｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ Ｆｏｒｃｅ Ｓｈａｐｅ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ Ｇａｏ ｌｉｎ， Ｈｕ Ｙｕｗｅｎ，Ｈｕａｎｇ Ｗｅｎａｅｉｎ， Ｈｕａｎｇ Ｚｈｉｆｅｎｇ （Ａｅｒｏ—Ｐｏｗｅｒ Ｓｃｉ Ｔｅｃｈ Ｃｅｎｔｅｒ． Ｎａｎｊｉｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ，Ｎａｎｊｉｎｇ，２１００１６，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｉｓ ｄｉｆｆｉｃｕｌｔ ｔｏ ｂｅ ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｓｔａｔｅ ｉｎ ｔＷＯ— ｐｈａｓｅｓ—ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ ｍｏｄｅ．Ｔｈｅ ｅｘｉｓｔｅｄ ｓｙｓｔｅｍ ｓｏｌｖｅｓ ｔｈｅ ｐｒｏｂｌｅｍ ｂｙ ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｍｅａｓｕｒｉｎｇ ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅｓ ｖｏｌｔａｇｅ ｂｕｔ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ ｉｓ ｍｏｒｅ ｃｏｍｐｌｉｃａｔｅｄ．Ｆｕｒｔｈｅｒｍｏｒｅ，ｔｈｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｉｔｅｍｓ ｉｎ ｔｏｒｑｕｅ ｅｓｔｉ— ｍａｔｉｏｎ ｒｅｄｕｃｅｓ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ ａｎｄ ｉｎｃｒｅａｓｅｓ ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ ｔａｓｋｓ，ｔｈｕｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ ｒｅａｌ ｔｉｍｅ Ｐｅ卜 ｆｏｒｍａｎｃｅｓ ａｒｅ ｄｅｐｒｅｓｓｅｄ．Ｔｏ ｏｖｅｒｃｏｍｅ ｔｈｅｓｅ ｔＷＯ ｄｅｆｉｃｉｅｎｃｉｅｓ ｉｎ ｔｈｅ ｅｘｉｓｔｅｄ ｓｙｓｔｅｍ，ｔｈｅ ｂａｃｋ ｅｌｅｃｔｒｏｍｏ— ｔｉｖｅ ｆｏｒｃｅ ｓｈａｐｅ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｔｏ ｒｅａｌｉｚｅ ｔｈｅ ｒｅａｌ ｔｉｍｅ ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ ｐｈａｓｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｍａｋｅ ｔｈｅ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｏｒｑｕｅ ｅａｓｅｒ．Ｔｈｅ ｍｅｔｈｏｄ ｅｎｈａｎｃｅｓ ｔｈｅ ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ａｐｐｌｉｃａｂｉｌｉｔｙ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅ ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ ｆｏｒｃｅ ｓｈａｐｅ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｕｓｅｄ ｉｎ ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ ＤＣ ｍｏｔｏｒ ｄｉｒｅｃｔ ｔｏｒ０ｕｅ ｃｏｎｔｒｏｌｉＳ ｖａｌｉｄａｔｅｄ ｂｙ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｄｉｒｅｃｔ ｔｏｒｑｕｅ ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＴＣ）；ｖｏｌｔａｇｅ ｖｅｃｔｏｒ；ｂａｃｋ ＥＭＦ ｓｈａｐｅ ｆｕｎｃｔｉｏｎ；ｓｔａｔｏｒ ｆｌｕｘ ｌｉｎｋａｇｅ； ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ ＤＣ ｍｏｔｏｒ 引 言 磁同步电机（ＰＭＳＭ）ｌ】ｊ，随后出现了大量有关文 献，迄今还在进一步深入发展中Ｅｅ－６３。比较之下， 直接转矩控制（ＤＴＣ）是在２０世纪８０年代为 ＤＴＣ在反电势为梯形波的无刷直流电机 电压型逆变器传动系统提出的一种先进的标量控 （ＢＬＤＣＭ）上的研究相对较晚。文献ｌ－７］提出一种 制技术。其原理是通过查表的方法以选择最优电压 ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ方法，根据给定转矩和上一步长的 空间矢量，从而实现转矩和磁链的直接控制。 转矩，计算出所要求的输出电压。独立考虑两相导 １９９７年，ＤＴＣ被首次成功应用于正弦交流永 通期间和换流期间的工作情况，并通过预测１个步 基金项目：航空重点基础科学基金（９８Ｚ５２ＯＯ１）资助项目；台达电力电子科教发展基金资助项目。 收稿日期：２００６—０４—２１；修订日期：２００６—０６—２８ 作者简介：高瑾，男，博士研究生，１９７２年８月生；胡育文（联系人），男，教授，博士生导师，Ｅ ｍａｉｌ：ｈｕｙｕｗｅｎ＠ｎｕａａ．ｅｄｕ．ｃｎ。 维普资讯 http://www.cqvip.com ４１８ 南京航空航天大学学报 第３９卷 长后的电流来补偿计算时间的延迟。该方法侧重于 不规则反电势与电流相互作用和换流引起的转矩 ｆ“ 一ＵＡ 一Ｕ “ 一 一 （２） 脉动，没有使用磁链观测与控制环节。文献［８］通过 两个滞环比较器来选择最优电压空间矢量的方式 实现了ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ。提出了在两相导通模式下电 ｌ“ 一 ｃ 一 ～（ＥＡ＋ＥＢ＋Ｅｃ） 压空间矢量的概念，解决了梯形波反电势下如何通 过磁链来观测转矩的问题 将零矢量定义为开关管 全部关断；指出ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ的特点在于其转矩 计算及电压空间矢量所具有的特殊性。由于两相导 通模式只有两相导通而第三相关断，关断相的相电 压是不确定的，所以，通过逆变器开关状态来计算 电压空间矢量的方法就不适用了。对两相导通模式 来说，计算电压空间矢量要知道３个相电压，而关 断相的相电压等于该相反电势，而运行中反电势是 不可直接测量的。文献［８］通过相电压实时测量来 解决这一问题，回避了反电势的问题，但增加硬件 提高了成本，系统更加复杂。此外，文献［８］中的转 矩观测包含两个微分项，容易带来较大误差，降低 了系统的实时性。 为解决这两个问题，本文提出反电势形状函数 法。在程序中实时计算反电势，除了转速及转子位 置是变量，其他电机参数均为常数，可事先离线测 出。由于稳态时梯形反电势在２４０。电角度范围内为 两个大小相等、符号相反的常量，所以形状函数法 对转子位置检测的要求较低。反电势形状函数法的 另一个优点是消除了转矩方程中的微分项，转矩与 电流之间被简化为线性关系。该方法在原有实验平 台上不增加任何电压测量硬件，保持了ＤＴＣ原有 的简洁，更能为工程项目接受。最后的仿真及实验 结果证明了反电势形状函数法用于ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ 的可行性。 ｌ反电势形状函数法原理 １．１ 电压转换 假定电机三相绕组完全对称，星形连接，磁路 为线性。 ＢＬＤＣＭ中，通常直接用电动机本身的相变量 来建立数学模型，该方法简单，准确度较好 ］。忽略 互感，以下的电压模型始终成立 ｆ ｒ１ ｌ｝ Ｕ＾ 一Ｒｉ ＋Ｌ ＋Ｅ ＋Ｕ Ｉ ｒ１ ． ＵＢ 一Ｒ ６＋ ＋Ｅ ＋Ｕ （１） Ｊ ＩＵｃ 一Ｒｉ ＋Ｌ－～３７， ＋Ｅ 、＋Ｕ 式中： ， ， 分别为绕组端点 ，Ｂ，ｃ对地ｍ 之间的电压；“ ，“ ， 为相电压；Ｅ ，Ｅ ，Ｅ 为相反 电势；Ｕ 为电动机中性点 对地 电压；Ｌ，Ｒ为相 电感与相电阻（图１）。 图１ ＢＩ ＤＣＭ系统 １．２反电势计算 反电势形状函数法的原理是首先建立３个互 差１２０。、幅值恒为１、平顶宽度为 的梯形波（图２）， 从图２中可以看出，形状函数的值取决于转子位置 。反电势幅值正比于该形状函数和速度的乘积 。 卜＿—土— ／—— 、 ＼ ／ ／／’ ——＿、＼． ／＼一 —＼ ．／／＿厂 ＼ ／ ０ Ⅱ ２ 图２反电势形状函数波形 每相反电势 Ｅ一 一ｋ． （４） 上０“ 式中：户为极对数； 为计算极弧系数；Ｗ为每相有 效串联匝数；正为反电势系数。 形状函数梯形边斜率为 ９ Ｓ一— （５） Ｌ～ 相形状函数的取值 维普资讯 http://www.cqvip.com 第４期 高 瑾，等：基于反电势形状函数法的无刷直流电动机直接转矩控制４１９ Ｓ×０ ０≤０＜ 止。６个非零电压矢量ｙ ，ｙ。，ｙ。，ｙ ，ｙ ，ｙ 依次 为（１００００１），（００１００１），（０１１０００），（０１００１０）， （０００１１０），（１００１００），零矢量定义为Ｖ０（００００００）ｌ８］。 １ ≤ ＜字 假设ＢＣ导通，两相合成电压空间矢量为 × 字≤ ＜ （６） Ｖ一÷（“＾ｅ” 。＋“ ｅ ）一—兰二“ ｅｉ （１０） ０ ０ 一 ≤ ＜ ５× ≤ ＜２兀 同理可得Ｂ，Ｃ两相形状函数，则三相反电势 瞬时值为 ＥＡ—ｋ・ｅ ・ ＥＢ—ｋ・ｅ６・ （７） Ｅ（、一ｋ・ｅ ・ ２ 电压空间矢量与定子磁链 ２．１ 稳态 电压空间矢量 ０ Ｕ一÷（“ ＋Ｕｂｅ” 。＋“ ｅ 。） （８） ｏ 将式（２）代入式（８），得 ０ Ｕ一÷（ ＋ＵＢ ｅ” 。＋ ｅ 。） （９） ｏ 在ＢＩ ＤＣＭ—ＤＴＣ中，除了在续流阶段三相同 时导通外，正常运行时只有两相导通。 ， ， 中只有对应导通状态的那两个电压可以从逆 变器开关状态直接得到，而得不到关断相的电压。 在关断期间，关断相的相电压等于该相反电势，该 反电势处于梯形波的梯形边（图２），数值是变化的。 本文采用以下方式计算电压空间矢量：实时计 算出三相反电势，根据逆变器开关状态得到两个导 通相的绕组端点对地电压，将三相反电势与该电压 代入式（２，３）。首先定义６个非零电压矢量（图３）。 在ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ中，同一桥臂的上下管有可能同 时关断，所以需要６位数字来表示６个开关管的状 态，每一位代表一个开关管，１代表导通，０代表截 （１００００ Ⅲ。Ⅲ碌 （１００００１）（００１００１）（０１１０００） Ｖ￣（１ＯＯｌＯ（ （０１００１０）（０００１ ｌＯ）（１００１００） （ａ） （ｂ） 图３电压 间矢量 ３ ０ ３ 同理可得其他５个电压空间矢量。 最终得到的电压空间矢量如图４所示。当转子 处在３３０。位置时，ＢＣ两相导通，合成的电压矢量为 ｙ。， 相相电压等于该相反电势，从Ｅ线性下降到 ～Ｅ（Ｅ为相反电势幅值），这个变化是连续的。图４ 中用 ，ｅ ，ｅ 表示４个不同时刻的电压矢量。 在ＢＣ导通期间，三相合成的电压空问矢量表示为 ， ，ｙ。， 。， ，以ｙ 为中心对称，即使逆变器开 关状态不变，电压空问矢量的幅值与相位也在时刻 变动，从而产生特殊的定子磁链轨迹。 ｂ 图４ 电压空间矢量与定子磁链轨迹 在Ｂ，Ｃ两相导通期间，定子磁链从 变化到 。，幅值逐渐增加。 使定子磁链从 变化到 ， 使定子磁链从 变化到 ，随后进入换相（图 ４）。 ２．２换相过程 从ＢＣ导通切换到Ｂ 导通时，Ｃ相续流， 发生突变，电压空间矢量为 ０ １ ０ Ｕ一÷寺 ｄ０ 厶 （一１＋ｅ“ 。＋ｅ ）一÷ ｄ０ ｅ“ 。 （１１） 为准确分析换相暂态过程，电流是应该考虑 的。理想情况下，ｉ 不变 ｉ从负的最大值下降到 零，ｉ 从零开始负向增大。假设ｉ 与ｉ 线性变化，则 ｉ 与ｉ 两相电流合成１个电流矢量，该矢量首端所 经过的轨迹为Ｉ ；，为三相合成的电流矢量首端所 经过的轨迹（图５）。电流矢量从ｉ 过渡到ｉ ，受电流 变化的影响，电压 的相位与幅值也是变化的 ｒ ｒ 一 一ｌ（ — Ｒ）ｄｆ—ｌ ｄｔ （１２） 维普资讯 http://www.cqvip.com ４２０ 南京航空航天大学学报 第３９卷 ３．２ 电压空间矢量选择与开关表 ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ的系统构成（图６）与ＰＭＳＭ— ＤＴＣ基本相同，但前者的转矩观测及开关表（表１） 与后者不同。通过对定子电流、 。采样，在两相静 止坐标系下积分计算定子磁链。位置传感器得到转 图５换相过程中电压空间矢量与定子磁链轨迹 图５中用 与 。表示两个时刻下的Ｕ 。１个 周期中６次换相形成定子磁链的６个突变，突变的 大小取决于直流环节电压 。和额定电流 。 越大， 定子磁链变化越大，反之亦然。空载时，电流忽略不 计，换流时定子磁链突变不明显，其轨迹近似于圆。 ３ ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ实现 ３．１转矩与磁链观测 文献［８］中，转矩观测采用以下方式 丁一 ， 式中：户为极对数； ，口和ｉ。， 口分别为转子磁链 和定子电流的ａ， 分量；０为转子电角度。采用反电 势形状函数法之后，能实时得到三相反电势，转矩 观测可以采用式（１４）。该方法不存在求解微分的问 题，减轻了ＤＳＰ的计算负担，提高了实时性。 丁一 坐…） 反电势正比于转速，式（１４）可进一步简化为 Ｔ Ｋ・（ ・ｉ ＋ ・ｉ６＋ ・ｉ ） （１５） ￣Ｏｐ Ｋ－－ ，该转矩方程中只包含反电势形状 函数和电流，没有转速项。若Ｂ，Ｃ两相导通， 相 关断，则ｉ 为零，考虑到 ， 分别等于１和一１，转 矩就可以进一步简化为 了 一Ｋ・（ ＾一ｉ ）一２Ｋｉ＾ （１６） 定子磁链为电压的积分 一Ｉ（“ 一Ｒｉ ）ｄｒ Ｊ （１７） ＾ 、 ● 口一Ｉ（“ 一Ｒｉ￣）ｄｔ 定子磁链的幅值与空间位置为 一。√ 己十 知 ８’ 一ａｒＣｔａｎ 子转速和位置，用来计算三相反电势。 图６ ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ控制系统框图 定子磁链、转矩观测值分别与各自的给定值相 比较，经滞环比较器得到 ，ｒ，定子磁链所在扇区 由式（１８）得到。当定子磁链位于第一扇区（ 一１）， 如果ｒ一１，用 ， ， 。使定子磁链正向旋转，３个 矢量使转矩增大，同时控制定子磁链的变化。其中， 使转矩与定子磁链增大，由于电气时间常数远 小于机械时间常数，定子磁链的变化比转矩变化更 快。当定子磁链增大到与给定值相等时（ 一Ｏ），使 用 ，转矩继续增大同时维持定子磁链不变；当实 际定子磁链超过给定值时（ 一一１），使用 。，增加 转矩同时定子磁链减小。如果Ｚ－ｚ０，Ｖ ，Ｖ。，Ｖ。的组 合使转矩减小，同时控制定子磁链变化。虽然 ， 。 具有增大转矩的作用，但由于零矢量为６个开关管 全关，所以零矢量能减小转矩，此外在Ｚ－ｚ ０时，零 矢量的使用频率大于其他两个非零矢量。当实际定 子磁链小于给定值（ ＝＝＝１），用 增加定子磁链，由 于磁链的变化比转矩快得多，当实际定子磁链达到 给定值时，转矩增加的有限，接下来零矢量的运用 使得转矩开始下降。 总之，在任一扇区，如实际定子磁链与给定值 相等，则一个非零矢量和零矢量控制转矩的增大或 减小；当实际定子磁链小于给定值，用一个非零矢 量增加磁链；当实际定子磁链大于给定值，则用另 一个非零矢量减小之［８］。 维普资讯 http://www.cqvip.com ｌ 第４期 高 瑾，等：基于反电势形状函数法的无刷直流电动机直接转矩控制４２１ 表１ 开关表 １ Ｏ —ｌ ｌ ２ ３ ２ ４ ， ４ ５ ４ ＿ ６ ５ ６ ｌ ４仿真与实验 根据上述理论，对ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ进行了仿真 及实验，实验电机参数见表２。实验采用以 ＴＭＳ３２０Ｃ３２为控制芯片的平台，由ＬＥＭ和Ａ／Ｄ 转换器组成电流、电压反馈通道，光栅用于速度与 转子位置反馈。设置了４路Ｄ／Ａ通道，１２位分辨率 的Ａ／Ｄ转换模块，转换时问为１０ ｓ。 表２电机参数 反电势计算精确与否直接影响控制精度，故而 首先对其进行了实验验证。断开实验电机定子绕组 与逆变器的连接，原动机拖动实验电机旋转。当原 动机转速变化时，能得到一系列各种转速下实验电 机实测反电势波形和实时计算的反电势波形，从图 ７可见，控制中实时计算值和实测值有较高的吻合 精度。当转速在１Ｏ～３００ ｒ／ｒａｉｎ的范围内变化时，计 算值与实测值的吻合情况均和图７类似，可以满足 控制要求。 一’垂萋 一 Ｉｔ 趣｝＝０ 、 ．一 ／ ， Ｌ ／ ｒ 一～ 垂． 嚣０ 萋 ｔ／ｍｓ（２０ｍｓ／格） 图７反电势实验波形 本文从电机实际运行方面验证了反电势形状 函数法的有效性。分别作了定子磁链、转矩、相电流 以及绕组端点对地电压的仿真和实验对比， （图８，９）。 ０ ０ ０ ０ ０ ０ 董０ ０ ０ ～０ ０ ～０ ０ ～０ ０ －０ ／Ｗｂ ／Ｗｂ （ａ）空载时定子磁链 （ｂ）负载时定子磁链 ０８６ ０８５ ０８４ 星 ０８３ ０８２ ０８ｌ ０８０ ０７９ ｔ／ｍｓ（２．５ｍｓ／格） （Ｃ）负载时定子磁链幅值 ｔ／ｍｓ（１０ｍｓ／格） 一 （ｄ）相电流 ４ 吕２ ● 苎０ ２ ｔ／ｍｓｆ １０ｍｓ／格） （ｅ）电磁转矩 一 ｔ／ｍｓｆ １０ｍｓ／格） （Ｄ绕组端点对电源地之间的电压 目 ● Ｚ ＼ ｔ／ｍｓ（１０ｍｓ／格） （ 电磁转矩动态响应 图８仿真结果 维普资讯 http://www.cqvip.com ４２２ 南京航空航天大学学报 第３９卷 流减小到零跟踪给定值。 ５ 结束语 本文采用反电势形状函数法实现了无刷直流 ／Ｗｂ（０．０２６ Ｗｂ／格） ／Ｗｂ（０．０２６ Ｗｂ／格） 电机直接转矩控制ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ，解决了原有方案 （ａ）空载时定子磁链 （ｂ）负载时定子磁链 ０１１ ０１０ 星 ００９ ｏｏ８ ００７ ｏｏ６ ００５ ｔ／ｍｓ ｆ２．５ ｍｓ／格） （ｃ）负载时定子磁链幅值 Ｅ 啪ｌ Ｍ ・ Ｈ＋■ ４＾＋・ ＋十 一｝…｛ Ｈ －．． ・’Ｉ＇＋¨Ｉ＿Ｈ＋ － １Ｉ＋｝ ： ： ： ＿ ． ． ．Ｉ ＿ ＿ ｔ／ｍｓｆ １０ｍｓ／格） （ｄ）相电流 一 ：＝ ｝ｌ；ｌＩＩｌＩｊｌＩ《 枷１ｉＩ Ｉ ０ 蔓 ｔ／ｍｓ ｆ １０ｍｓ／格） （ｅ）电磁转矩 誊 ｝ 邑 Ｊ ‘ 珊 卜 之 （Ｄ绕组端点对电源地之间的电压 图９实验结果 图９为基于反电势形状函数法的ＢＬＤＣＭ— ＤＴＣ得到的一些具有代表性的重要物理量，如磁 链、转矩、电流电压等。与图８仿真波形基本一致， 从实际运行效果方面证明了反电势形状函数法的 可行性与有效性。 从仿真结果看，ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ基本保持了直 接转矩固有的快速响应的优势。因为本文中的 ＢＬＤＣＭ—ＤＴＣ没有使用负的运动矢量，给定转矩 最小值为零，当转矩给定从正值瞬时变化为０时， 系统给出零矢量，逆变器６个开关管全关，依靠电 中存在的两个不足：（１）电压测量的问题；（２）转矩 观测中微分计算的问题。从反电势波形测量和直接 转矩控制运行过程中的定子磁链、转矩、电流电压 等关键物理量方面证明了反电势形状函数法在 ＢＩ ＤＣＭ—ＤＴＣ中是可行的，能达到和电压测量方 式同样的效果，而转矩观测则简ｆ吉方便得多。与原 有方案比较，采用反电势形状函数法在硬件上省去 了电压测量环节，在软件上省去了微分计算环节， 使控制系统更为紧凑简洁，实时性能更好，从而降 低了成本，提高了可靠性，更便于在实用中推广。 参考文献： ［１］Ｚｈｏｎｇ ｌａｍｉｎｇ，Ｒａｈｍａｎ Ｍ Ｆ，Ｈｕ 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