电流型多电平变流器拓扑及PWM控制策略研究

电流型多电平变流器拓扑及PWM控制策略研究

姓名：陈阳申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动

指导教师：张仲超

20060501

浙江人学硕士学位论文第一章第一章绪论１．１引言在过去的几十年里，电力电子器件经历了晶闸管（ＳＣＲ），可关断器件（Ｇ１’ｏ）、大功率晶体管（ＧＴＲ）和场控器件（ＩＧＢＴ和Ｐ０ｗＥＲＭＯＳＦＥＴ）三个阶段。近年来，各种新型功率器件，如ＩＧｃＴ、ＭＣＴ等又纷纷出现。电力电子的单管容量开关频率已经得到了极大的提高，既便是这样，在某些应用场合，传统的两电平拓扑仍不能满足人们对高压大功率的要求，随着电力电子领域各种技术的全面发展，人们对电力电子装置的高压、大功率和高频化的要求越来越强烈，人们希望电力电子装置能够处理越来越高的电压等级和容量等级，例如，电力系统中以高压直流输电（ＨＶＤｃ），静态无功补偿（ｓ耵玎ｃＯＭ）等为代表的柔性交流输电技术（ＦＡｃＴｓ），以及以高压变频为代表的大电机驱动和大功率电源装置。多电平变换器也就是在这种背景下成为高压大功率变换研究的热点㈨２］【３】。目前，多电平变换器技术【４Ｊ己成为电力电子学中，以高压大功率变换为研究对象的～个新的研究领域。对于电平数为Ｎ的多电平变换器，它具有以下突出优点：１．每个功率器件仅承受１／（Ⅳ一１）的母线电压（Ｎ为电平数），所以可以用低耐压的器件实现高压大功率输出，且无需动态均压电路。２．电平数的增加，改善了输出电压波形，减小了输出电压波形畸变（ⅡＤ）。３，可以用较低的开关频率获得和高开关频率下两电平变换器相同的输出电压波形，因而开关损耗小，系统的效率高。４．由于电平数的增加，在相同的直流母线电压条件下，较之两电平变换器，开关器件所承受的ｄｖ／ｄｔ应力大为减少。目前对电压型多电平变换器研究得很多，但几乎还没有将多电平技术应用到电流型变流器中去的研究报道。随着高温超导技术突破性的发展并进入实用化，超导技术解决了电流型变流器中的储能电感储能效率问题，同时电力超导储能系统中储能线圈具有电流源特性，因此电流型变流器将成为应用最佳选择之一。对浙江大学硕士学位论文第一章电流型多电平变流器的研究工作是必要的、可行的，具有重要的理论意义和应用前景。１．２电压型多电平变流器传统的变流电路在实现大功率的同时，在性能上并未有太多突破，且以系统的复杂性和高成本为代价。近年来，多电平变换器越来越多受到关注。它一般是由几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦输出电压。这种变换器的输出波形具有更好的谐波频谱，每个开关器件所承受的电压应力较小，开关损耗小，因而这种变换器已成为研究的热点。常见的多电平变换器有以下几种：１．２．３．二极管筘位型多电平逆变器（Ｄｉｏｄｅ—ｃｌ锄ｐｅｄｍｕｌｍｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｃｒ）飞跨电容型多电平逆变器（Ｆｌｙｉｎ争ｃａｐａｃ“ｏｒ珊止ｔｉｌｅｖｅｌ级联型多电平逆变器（Ｃａｓｃａｄｅｄｍｌｌｌｔｉｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｃｒ）ｉｎｖｅｒ【ｅｒ）１．２．１二极管箝位型多电平逆变器ｌｓｌｌ６ｌ｜７１图ｌ—ｌ所示是二极管筘位型五电平三相逆变器的主电路结构。分压电容ｃ】２Ｃ２２ｃ３２Ｃ４，并且％１２％２２％３２％４；每相桥臂有８个开关器件串联，其中每４个开关器件同时处于导通或关断状态，其中Ｓａｌ和Ｓａ５互补、Ｓａ２和Ｓａ６互补、ｓａ３和Ｓａ７互补、ｓ“和Ｓａ８互补。ｏ图１．１二极管箝位型五电平三相逆变器主电路箝位二极管的耐压要求较高。每相所需要的二极管数量为（ｍ．１）（ｍ一２），二浙江大学硕士学位论文第一章极管的数量与电平数的平方成正比（目前研究中的电平数一般不超过７）。二极管钳位多电平变流器的优点：１．阶梯波调制时，器件在基频下工作，开关损耗小，效率高；２．可控制无功功率流；３．ｂａｃｋ．ｔｏ＿ｂａｃｋ连接系统控制简单；缺点：１．需要大量钳位二级管；２．每桥臂上下侧功率器件的导通时间不一样，造成负荷不一致３．存在直流分压电容电压不平衡问题。１．２．２飞跨电容型多电平逆变器ＩＢｌｆ９１ｆ１０１』，。』驯＜本“＜丰“＜：飞跨电容型五电平三相逆变器主电路所示是飞跨电容型三相五电平逆变器的主电路结构。每相桥臂有８个器流变型位箝容电。补互和、补互和、补互和补互。少要器流变平电多型位箝管极二比究研性用应流变多电平变流器的优点：波调制时，器件在基频下开通关断，损耗小，效率高；制无功和有功功率流，因而可用于高压直流输电等方面：浙江大学硕士学位论文第一章３．大量开关组合冗余，可用于电压平衡控制；缺点：１．需要大量的钳位电容，体积庞大，可靠性差：２．用于有功功率传输时，控制复杂，开关频率高，开关损耗大３．存在直流分压电容电压不平衡的问题。１．２．３级联型多电平逆变器…１２１１１３１图１—３所示是级联型三相五电平逆变器的主电路结构。这是一种较为新颖的拓扑结构。每相桥臂有２个单相全桥构成，其中每４个开关器件同时处于导通或关断状态，其中Ｓａｌ和ｓａ３互补、Ｓａ２和ｓａ４互补、Ｓａ５和Ｓａ７互补、ｓａ６和Ｓａ８互补。ＶＶ图１．３级联型五电平三相逆变器主电路级联型变流器和前面的两种拓扑相比具有如下特点：无需钳位二极管和电容，在三种电路拓扑中，对于相同的电平数，所需器件最少，易于封装；技术成熟，易于模块化，较适于７电平或９电平以上的多电平场合；易采用软开关技术，以避免笨重，耗能的阻容吸收电路；不存在电容电压平衡问题。但是它需要多个直流电源，不易实现四象限运。１．３多电平变流器的控制策略多电平逆变器的ＰｗＭ控制技术是多电平逆变器研究中一个很关键的技术，它是与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的，因为它不仅决定多电平逆变器的实现与否，而且，对多电平逆变器的电压输出波形质量，系统损耗的减少与效率４浙江人学硕士学位论文第一章的提高都有直接的影响。多电平逆变器功能的实现，不仅要有适当的电路拓扑结构作为基础，还要有相应的ＰＷＭ控制方式作为保障，才能保证系统高性能和高效率的运行。针对大功率变流器，尤其是多电平变流器，人们在两电平ＳＰｗＭ技术的基础上，提出了许多ＰｗＭ方法，这些调制方式主要用于电压型多电平变流器，其中一些调制方式在电流型变流器中适用，归纳起来有以下几种：１．３．１阶梯波脉宽调制【１４】１１５ｌ典型的阶梯波调制参考电压和输出电压波形如图１＿４所示，输出电压电平台阶的产生，实际上是对作为模拟信号的参考电压的一个量化逼近过程，这种调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以可以用低开关频率的大功率器件，如ＧＴ０实现，控制上硬件实现方便。该方法的缺点是，由于开关频率较低，输出电压谐波含量较大，常用于电力系统无功补偿等场合。ｎＵ，．图１－４五电平阶梯波调制原理图１．３．２基于载波的ＰｗＭ技术对于多电平逆变器而言，由于其载波或调制波的数量不止一个，而调制波和载波又有多个控制自由度（如频率、相位、幅值、形状等等），研究者们利用这些控制自由度的不同组合，提出了许多种ＰｗＭ控制方法。（１）多电平消谐波ＰｗＭ方法１１６ｌ【１７ＩＮ电平变流器中，Ｎ，１个具有相同的频率和相同的幅值的三角载波并排放置，形成载波组，以载波组的水平中线作为参考零线。在每一瞬时，每个载波都与共同的调制波进行比较，针对每一次比较，根据对应多电平拓扑的工作原理，使得相应的开关组合导通。根据三角载波的相位，ＰｗＭ控制可有如下三种形式：浙江大学硕士学位论文第一章Ａ．各个三角载波相位一致，如图１—５所示称为ＰＤ型，相应的输出波形见图１．６。Ｂ．参考零线以上，三角载波相位一致：参考零线以下，三角载波相位与前者相反，称为ＰＯＤ型。ｃ．各个三角载波从上至下依次相反，称为ＡＰＯＤ型。图１．５Ｉ型ＰＷＭ调制原理图１—６Ｉ型ＰｗＭ调制输出波形多载波ＰｗＭ方法的优点是变流器的输出特性良好，单个器件的开关频率低，等效开关频率较高，具有一定的传输带宽，输入输出成线性关系，但缺点是器件的导通负荷不一致。（２）载波带频率变化的ＰｗＭ方法ｎ刚在传统的消谐波ＰｗＭ方法（ｓｍ，ｗＭ）和开关频率优化ＰｗＭ方法（ｓＦＯＰｗＭ）中，上部和下部开关的开关频率要远大于中间开关的开关频率，在图１．１所示的二极管箝位型五电平逆变器中，上部开关只．一墨，和下部开关疋。一＆。的开关频率要远大于中间开关咒：一只。和只，一咒，的开关频率。为了平衡上部、下部和中间开关的开关频率，Ｔ０１ｂｅｒｔ提出了载波带频率变化的ＰＷＭ方法，其原理如图１．７所示。该方法是在ｓＨＰｗＭ和ｓＦＯＰｗＭ的基础上，适当增加中间各开关所对应的载波带的载波频率，以平衡上部、下部和中间开关的开关频率。图１。７载波带频率变化的ＰＷＭ方法原理图（３）混合载波ＰＷＭ方法１１９ｌ浙江大学硕士学位论文第一章电流型多电平变流器是一个很新的研究课题。尽管国内外学者对于电压型多电平变流器已经进行了比较系统的研究并获得了较好的成果，而且至今仍是电力电子领域研究热点之一，但鉴于前面所说的电感储能效率低等原因，电流型变流器应用范围相对于电压型来说还是要小得多，对其的研究工作也相对较少，尤其是针对三相直接式电流型多电平变流器的研究更少，因此这是一个新的研究方向。１．４．２电流型多电平变流器研究现状电压型多电平变流器经过多年来的研究和发展，在拓扑结构，调制方式，谐波特性，控制性能，直流电压平衡等方面取得了丰硕的研究成果。电流型多电平变流器的研究工作相对较少，国内外很少有文献报道关于电流型变流器的研究。本文研究了电流型多电平变流器的拓扑，从结构上分，电流型多电平变流器可以分为单相直接型和单相组合型、三相直接型和三相组合型结构。（１）单相直接型多电平ＣＳＩ【３９１图１．１２为一种电单相直接型５电平ＣＳＩ拓扑。图中的Ｌｌ、Ｌ２为分流电感，图中所有的开关器件均由可控开关串联快恢复二极管组成。若忽略所有的开关器件和分流电感上的内阻，在稳态时两个分流电感将承担电流源电流的１／２。通过适当的开关组合，在输出端可以获得＋Ｉ、＋Ｉ／２、０、一也、一Ｉ５个电平。该拓扑的工作原理见表１．１。该拓扑的优点是结构对称，易于拓展，开关器件的工作频率不高，控制简单，缺点是所用的开关器件和电感较多。图１．１２单相直接型５电平ＣＳＩ浙江大学硕士学位论文第一章表１．１单相５电平ＣＳＩ的开关组合输出电平ＩＳ２Ｓ２导通的开关组合Ｓ４Ｓ４Ｓ４Ｓ４Ｓ３Ｓ４Ｓ３Ｓ３Ｓ４Ｓ４Ｓ３Ｓ３Ｓ４Ｓ３Ｓ３Ｓ３Ｓ５Ｓ６Ｓ５Ｓ５Ｓ５Ｓ６Ｓ６Ｓ５Ｓ６Ｓ５Ｓ５Ｓ６Ｓ６Ｓ６Ｓ５Ｓ６Ｓ７Ｓ７Ｓ８Ｓ７Ｓ７Ｓ８Ｓ７Ｓ８Ｓ７Ｓ８Ｓ７Ｓ８Ｓ８Ｓ７Ｓ８Ｓ８耽Ｓ２Ｓ１Ｓ２Ｓ２Ｓ２ＯＳ２Ｓ１Ｓ１Ｓ１Ｓ２．Ｉ／２Ｓ１Ｓ１Ｓ１．ＩＳ１另一种单相５电平拓扑如图１．１３所示，该拓扑由直流母线电流分配电路和逆变电路组成。图１．１３新型单相５电平ＣＳＩ拓扑共享电感Ｌｌ（也称分流电感、平衡电感，起均流、分流作用）和开关Ｓ，～ｓ８组成直流母线电流分配电路，开关ｓｌ～ｓ４以及负载组成逆变电路，所有的开关都是单向开关。假定电路工作于稳态时电感Ｌ，流过的电流为电流源电流的１／２，则其对应的闭合开关状态和输出电流的对应关系见表１—２。浙江大学硕士学何论文第一章图１．１６三相电流型组合式多电平变流器拓扑如图１—１７所示为三相分相控制式５电平ＣＳＩ。该拓扑由三个单相５电平ＣＳＩ单元组成，每个单元的系统参数都一致，三相逆变器的每一相对应一个单相ｃｓＩ单元，三个ＣＳＩ单元之间通过星型负载的中性线进行解耦，即每个逆变单元之间的控制是相对独立的，电路工作时可以视作三个单相ＣＳＩ单元独立工作。Ｌ。，Ｌｂ，Ｌ。与Ｃ。，Ｃｂ，Ｃ。组成低通滤波器以输出电流谐波。ｚＡ，ｚＢ，Ｚｃ表示三相交流负载。ＩＡ，ＩＢ，Ｉ。表示三个独立电流源。三个单相ＣＳＩ单元之间的控制信号依次相差１２００。Ｓ鼎图１．１７新型三相分相式５电平ＣＳＩ拓扑如图１．１８所示为组合式三相５电平拓扑，每相由两个全桥单元组合而成，浙江大学硕士学位论文第一章表１．４多电平变流器的ＰｗＭ控制方法分类多电平变流器的ＰｗＭ控制方法多电平消谐波ＰｗＭ方法（ｓｕｂｈａｎｎｏｎｉｃ·ｓＨＰｗＭ）多载波的ｓＰｗＭ方法载波相移ｓＰｗＭ方法（ｃＰｓ．ｓＰｗＭ）开关频率优化ＰｗＭ法（ｓＦＯ．ＰｗＭ）常规的ｓＶＰｗＭ方法ＳＶＰＷＭ方法相移式ｓＶＰｗＭ方法预置凹超槽法（较高频率）开关点预置ＰｗＭ法阶梯波逼近法（基波频率）法（ＳＨＥＰＷＭ法）也称特定谐波消除ＰｗＭ在本文中，将阶梯波调制方法应用于单相组合式多电平拓扑；将载波相移ＰｗＭ方法应用于三相组合式拓扑；将多载波ＰｗＭ方法应用于单相直接式多电平拓扑，在本文后续章节将会有所介绍。１．６本文的主要研究内容本文的研究目标是从多电平技术的角度来研究中大功率电流型变流器的拓扑及控制策略。目前国内外在这方面开展的研究工作还比较少，相关的文献资料也不多。本文研究中参照多电平ｖｓＩ，采用对偶、等效等手段，利用仿真及实验等方法，在单相多电平ｃｓＩ和三相多电平ｃｓＩ的拓扑结构及调制技术上进行了研究分析。本文的主要工作如下：１．通过电压型变流器拓扑，应用对偶、等效、简化的方法去构造电流型变流器拓扑。并把应用于电压型变流器的调制方法应用于电流型拓扑中进行分析。２．研究了一种多载波ＰＯＤＰｗＭ方法在新型单相多电平ＣＳＩ中的调制。在这种拓扑中，分别研究了开环和闭环控制方案。在开环下，分流电感波动较大，输出波形不理想；在闭环控制下，电感电流得到了有效的均衡，输出谐波大大减少，并用仿真和实验的手段验证了理论分析。３．研究了一种三相直接式５电平变流器的控制策略。通过三相解耦来实现交流器的控制。对单相直接式和三相直接式５电平拓扑进行了拓展，电平数的增加，有效的减少输出谐波含量。浙江人学硕士学位论文第二章可以视作电流源，起到了很好的分流和均流的作用。这种限制型的并联结构对驱动电路的同步性要求并不严格，这样可以减小ｄｉ／ｄｔ，并且可以衍生出一些电流型多电平拓扑。２．２一类简化的单相多电平ｃｓＩ拓扑２．２．１电压型和电流型多电平交流器的对偶对偶性是电路拓扑的基本性质之一。对偶定理在分析和构造新拓扑中发挥着重要的作用。三相ｖｓＩ和三相ｃｓＩ存在着一定的对偶关系，适用于电压型逆变器的控制技术和诣波分析方法同样适用于电流型逆变器。同样地，可以借助于多电平ＶｓＩ，利用对偶的思想来分析多电平ＣＳＩ。对偶定理能直接应用的前提是电路拓扑是平面网络。单相电容钳位型多电平ＶｓＩ拓扑是平面网络，因而可以直接应用浙江大学硕士学位论文第二章图２－６单相电流型５电平ＣＳＩ（与图２—５对偶）表２—１图２—５与图２．６的对偶关系闭合开关组台ＳｌＳ２Ｓ７Ｓ８ＳｌＳ２Ｓ６Ｓ８Ｓ２Ｓ４Ｓ７Ｓ８Ｓ１Ｓ２Ｓ５Ｓ６Ｓ２Ｓ４Ｓ５Ｓ６．Ｅ／２Ｓ３Ｓ４Ｓ６Ｓ８Ｓ４Ｓ３Ｓ５Ｓ６．Ｅ．Ｉ．Ｉ，２０Ｏ输出电平图２．５＋Ｅ＋Ｅ，２图２．６＋Ｉ＋Ｉ／２２．２．２简化的新拓扑从简化拓扑开关器件和电感的因素考虑入手，图２．６的拓扑可以简化如下：开关Ｓ１，Ｓ２和电感Ｌ可以去掉，如图２．７所示为简化后的单相５电平ｃｓＩ拓扑，它只用６个开关和１个分流电感实现５电平输出。通过合理的控制方式，可以使分流电感上的电流达到平衡。这种拓扑比文献［４９］提出的拓扑结构少两个开关元件和一个分流电感，是目前为止开关和分流电感数目最少的一种拓扑。图２．７．单相５电平ＣＳＩ浙江人学硕士学位论文第二章图中Ｌ．为平衡电感，在电路中起到均流，分流的作用，在稳态时电感类似于电流源的性质。所有的开关器件均由可控开关（Ｍ０ｓ管或ＩＧＢＴ）串联快恢复二极管组成，图中的６个开关组成３个互补的开关对，每连于电感同一点的两个开关在工作时处于互补的状态，如图所示Ｓ５Ｓ６，Ｓ７ｓ８是两个互补开关对；另外，Ｓ３ｓ４也工作在互补状态。若忽略所有的开关器件和分流电感上的内阻，在稳态时分流电感将承担电流源电流的１／２。通过适当的开关组合，在输出端可以获得＋Ｉ、＋此、Ｏ、一Ｉ／２、一Ｉ５个电平。该开关的组合顺序和输出电平关系如表２—２所示。表２．２单相５电平ＣＳＩ的开关组合导通的开关组合ＴＳ４Ｓ４Ｉ，２Ｓ４Ｓ３．１，２．ＩＳ３Ｓ３Ｓ５Ｓ６Ｓ５Ｓ６Ｓ５Ｓ６Ｓ５Ｓ６Ｓ７Ｓ７Ｓ８Ｓ７Ｓ８Ｓ８Ｓ７Ｓ８Ｓ３０Ｓ４２．３单相５电平ｃｓＩ的控制策略新型的单相多电平ＣＳＩ要能获得预期的输出必须依赖于正确的开关控制策略。选择一种既能保证各支路电流平衡，又能满足谐波治理、功率控制等要求的控制策略并非易事。２．３．１电感电流平衡的开环控制方式目前适用于多电平逆变器的调制方法主要有两类，一是空间矢量调制（ｓｖＭ）技术，一是多载波ＰｗＭ技术。对于五电平以上的多电平逆变器，空间矢量的计算非常复杂，因而一般采用多载波ＰｗＭ技术。在国外的文献中，对多电平ＣＳＩ的ＰｗＭ控制策略研究非常少，反馈控制方式更是未见报道。本文采用载波位置相反分布（ＰｈａｓｅＯｐｐｏｓｉｔｉｏｎＤｉｓｐｏｓｉｔｉｏｎ，简称ＰＯＤ）的ＰｗＭ方法。图２，８为ＰＯＤＰＷＭ技术的示意图。ＰＯＤ调制里含有四个三角调制波（ｗＣｌ，ＷＣ２，ｗｃ３和ｗｃ４）浙江人学硕士学位论文第二章和一个正弦调制波（ｗ。），零参考线位于载波系列的中问，所有在零参考线上的载波都同相，而在零参考线下的载波都与零参考线上的载波反相。在每一瞬时，每个载波都与相应的调制波进行比较，针对每一次比较，都给出一个导通开关的开关组合。设ｍ是多电平ＣｓＩ的电平数，则幅值调制比ｍ。和频率调制比ｍｆ分别定义如下：。。：——垒ｎ＿～，（ｍ—１）·Ａ。ｍ，：生∞。ｔ（日Ｓ）图２．８ＰＯＤＰｗＭ技术采用上述调制策略，开环控制方式选用的开关组合见下表表２—３调制信号比较表达式Ｗｈ＜ＷＣ２Ｗｍ＞０ＰＯＤＰｗＭ的工作原理开关组合电流输出Ｓ３Ｓ５Ｓ７Ｓ４Ｓ５Ｓ８＋０ＷＣ２＜Ｗｍ（ＷＣｌＷｍ＞ＷＣｌＩＷｍｌ＜ＩＷＣ３ｌ十Ｉ／２＋Ｉ－０．Ｉ／２．ＩＳ４Ｓ５Ｓ７Ｓ４Ｓ６Ｓ８Ｗｍ＜０ＩＷＣ３Ｉ＜ＩＷｍＩ＜ＩＷＣ４ＩｌＷｍｐｌｗＣ４ｌＳ３Ｓ６Ｓ７Ｓ３Ｓ６Ｓ８开环控制下，控制方式简单。但是采取开环控制下的上述的开关顺序，分流电感上承担的电流并不等于电流源的一半，而是略大于Ｉ／２（另一组开关组合会导致分流电感电流小于Ｉ／２），此种情况分析如下：电路工作时，电感处于充电和放电的不同状态。当电感和负载不在一条支路时，电感两端为正电压，电感处浙江大学硕士学位论文第二章于充电状念，电流逐渐增大。在稳态时，电感上的电流总是略大于Ｉ／２（如图２—９（ａ），负载Ｚ和电感Ｌ１不在同一支路，此时Ｌ１上电流大于Ｉ／２，图２—９（ｂ）电路同理）；当电感和负载在同一条支路，电感两端为负压，在反压状态下放电，电流逐渐减小。在稳态时，电感上的电流总是略小于Ｉ／２（如图２—９（ｃ），负载ｚ和电感Ｌ１在同一支路，此支路电流小于娩，图２—９（ｄ）电路同理）。Ｓ５ＺＳ６Ｚ图２—９（ａ）Ｉ／２对应的ｓ４ｓ５Ｓ８组合Ｌ１电流大于Ｉ，２图２—９（ｂ），Ｉ／２对应的ｓ３ｓ６ｓ７组合Ｌｌ电流大于｝一Ｉ／２｝图２．９（ｃ）Ｉ，２对应的ｓ４ｓ６ｓ７组合图２—９（ｄ）．陇对应的ｓ３ｓ５ｓ８组合Ｌ｝誊Ⅷ军羹浙江夫学硕士学位论文第二章反馈控制原理见框图２—１０，欲使电感电流承担输入电流的１／２，可通过检测电感电流和总电流，比较ＩＩ，和１／２ｔＩｄ，来选择两组开关顺序。当瞬时电感电流ＩＬ小于ｌ／２＋Ｉｄ时，通过比较器输出低电平，取反后得到一高电平信号使得开关切换到第二组（此组开关顺序对应的电感电流大于ｌ／２），使主电路工作于第二组开关状态；当瞬时电感电流ＩＬ大于１／２ｅＩｄ时，通过比较器输出一高平使得开关切换到第一组（此组开关顺序对应的电感电流小于Ｉ／２），使主电路工作于第一组开关状态。这样使得分流电感上的电流稳定在Ｉ／２，输出的ＰＷＭ电流波形和滤波后的电流波形也更加理想。表２—４调制信号比较表达式Ｗｍ（ＷＣ２两组基本开关组合顺序第一组开关组合第二组开关组合输出电流＋０十Ｉ／２＋】．０（Ｉ／２电平偏小）Ｓ４Ｓ６Ｓ８（舱电平偏大）Ｓ４Ｓ６Ｓ８Ｗｍ＞ＯＷＣ２＜Ｗｍ＜ＷＣｌＷｍ＞ＷＣｌＩＷｍｌ＜ＪＷＣ３ＩＳ４Ｓ６Ｓ７Ｓ４Ｓ５Ｓ７Ｓ３Ｓ５Ｓ７Ｓ４Ｓ５Ｓ８Ｓ４Ｓ５Ｓ７Ｓ３Ｓ５Ｓ７Ｗｍ（０ｆＷＣ３Ｉ＜ＩＷｍＩ＜ｌＷＣ４ＩｌＷｍＰＩＷＣ４ｌＳ３Ｓ５Ｓ８Ｓ３Ｓ６Ｓ７一Ｉ／２Ｓ３Ｓ６Ｓ８Ｓ３Ｓ６Ｓ８．Ｉ图２．１０２．３．３反馈控制框图电感电流平衡的开环和闭环控制方式比较综上，在开环控制下，电感电流承担的电流不是Ｉ，２，而是略大于１，２或者略小于抛。从而输出的ＰｗＭ电流也有一定的畸变，负载的变化对变流器的性能影响很大。闭环控制下，电感电流承担总电流的一半，输出的波形理想，谐波含量少。浙江大学硕士学位论文第二章骶嚣溅㈣蠹甄鬻誊銎蕊懑ＴＤｔａｌ索ＭＳ＝６ＦｕｎｄＨａｒｍＡＣ４０］ｉＭＳ＝日０Ｄｊｉ；ｉ；；ｊｌｊ：。弼；譬ｌ—ｉ藿霎ｊｊ÷ｊ。。ｊ。ｊ？；！；；描ｊ；！；荔带力矗弼百■曼凰方法。基于三相直接式拓扑工作原理的特殊性，ＰＷＭ技术能够成功应用到多电平ｃｓＩ必须要考虑满足三个因素：（１）要维持直流侧电流的持续导通；（２）要考虑三相电流的相互耦合的影响：（３）要保证分流电感电流平衡。基于此思路，对于三相直接式多电平ＣＳＩ，本文稍后将给出一种可以实现ＰＷＭ技术的方案。从广义上讲，多电平变流器的ＰｗＭ控制方法可以分为三大类，即基于多载波的ｓＰｗＭ方法、空间矢量调制方法（ｓｖＰｗＭ）、开关点预置ＰＷＭ法，其具体细分见表１－４。每一种控制方法都各有特点，分别适用于不同的场合，本章将介绍几种ＰｗＭ方法在不同的多电平ｃｓＩ浙江大学硕士学位论文第一二章２．５实验硬件电路的设计和实验结果分析２．５．１实验主电路图２一１４单相五电平主电路图在此电路中，实验中采用三相不控整流加一大电感（１００ｍＨ）来模拟电流源，上图是单相５电平新拓扑。实验中采用了ＭＯｓＦＥＴ串联二极管的形式来模拟开关电路，ＭＯｓ管型号为ＩＲＦＰ４５０，快恢复二极管为ＨＦＡ２５ＴＢ６０。交流电压源相电压为７０Ｖ，输出电流的频率浙江大学硕士学位论文第二章图２．１５单相５电平控制电路框图２．５．３逻辑控制电路和硬件电路（１）锁相及时钟脉冲发生电路图２—１６锁相及时钟脉冲发生电路图２—１６中给出了锁相及时钟脉冲发生电路的原理图。该电路的主要用途是跟踪电网频率并为正弦波和三角波发生器提供与电网同步的时钟信号。它的浙江大学硕十学位论文第二章主要功能由锁相环ｃＤ４０４６和１２级波进位二进制计数器／分频器ｃＤ４０４０完成。图中ｃＤ４０７０用于对工频脉冲的整形。（２）标准正弦波发生电路图２．１７为正弦波发生电路。地址计数器ｃＤ４０４０输入记数脉冲，输出１２位地址，这１２位的地址在ＥＰＲＯＭ２７６４中寻址，将ＥＰＲＯＭ内存中的标准正弦波数据读出：经过Ｄ，Ａ转换器，变换成光滑的正弦波信号。本电路的Ｄ／Ａ转换器使用ＤＡＣ０８３２，它为８位四象限Ｄ／Ａ转换器，它的建立时间为１０ｕｓ。电压基准采用ＬＭ３３６，其输出基准电压为５Ｖ，作为Ｄ，Ａ的参考电压基准ｖｒｃｆ。两个运放ＬＦ３５３将Ｄ／Ａ输出电流转换为正负电压的正弦波信号。其原理如下，ｕｌｌＡ先将输出电流Ｉｏｕｔｌ转换为Ｕ１。图２．１７标准正弦波发生电路‰一等＋鲁Ｒ，６２５６（２－。）ｐ１其中Ｄｉ为数字输入值，取ｏ￣２５５中的一个。阼‰＋跏一去％ｕ１１Ｂ作为加法器，输出电压ｕ２为：（２—４）浙江大学硕士学位论文第二章…～彘Ⅷ一告哳州等罟Ⅳ叫ｚ司尺６／２尺８１２８＋…由于Ｄｉ取值０ｔ５５，则Ｕ１１Ｂ取值在一ｖｒｅｆ乙ｖｒｅｆ。有式子可知道Ｄ／Ａ输出电压ｕ】ｌＢ与参考电压Ｖｒｅｆ成正比，因而通过改变Ｖｒｅｆ就可以改变Ｕ２的值。运放ｕ１２Ａ接成电压跟随器，增加带负载的能力。（３）驱动电源设计考虑到单相５电平ｃＳＩ拓扑６个开关中ＳｌＳ２共地，ｓ３Ｓ４共地，Ｓ５Ｓ６共地。因此只需要３组隔离的１５ｖ的直流输出电源。实验中搭建了３路１５ｖ输出的反激拓扑开关电源电路作为辅助电源。（４）可编程电路ＰＬＤ和霍尔电流传感器此部分逻辑电路采用了可编程电路ＰＬＤ作为逻辑控制部分。一般来说，简单的可编程逻辑器件ＰＬＤ分为ＰＡＬ和ＧＡＬ，由于ＰＡＬ只能编程一次，采用由ＰＡＬ发展起来的ＧＡＬ。ＧＡＬ是第二代的ＰＡＬ，基本结构是输入互补缓冲，与或阵列（可编与、固定或），可编程的输出电路，输出电路结构是通用宏单元ＯＬＭＣ（可编程），是一种寄存ＰＬｃ器件，具有以下一些特点；（１）由于采用了先进的Ｅ２ｃＭＯｓ工艺，至少能电改写１００次，满足了实验中需要修改控制方案的要求；（２）高性能的Ｅ２ｃＭＯｓ工艺似的其具有双极型的高速性能（１２～４０ｎｓ），而功耗仅仅为双极型队Ｌ器件的１／２或１／４；（３）逻辑设计灵活；（４）每个输出寄存器的状态可以预置，从而能测试电路在无效状态时候能否进入有效状态的正常进行，即可检查时序电路的白启动能力，提供了１００％的可测试性：（５）具有上电复位功能，开电源时间时向每个寄存器提供一个复位信号，似的寄存器的Ｑ端为Ｏ，反相后输出为高电平；（６）电改写过程迅速，改写整个芯片只需要数秒；在Ａ“ａ１１ｃｅｄＰＬＤ９９中，采用广为人知的ＣＵＰＬ这种与器件无关的硬件描浙江大学硕士学位论文第二章述语言来进行可编程逻辑设计。ｃｕＰＬ支持方程式的符号替换、列表与简写符号、地址范围和位域。在实验中采用的是ＧＡＬ２０ｖ８，采用ＧＡＬ的好处是试验中改动控制方法的时候，只需要重新烧写芯片的程序，有利于在实验中采用不同的逻辑组合方式。在闭环控制下，选用ｃｓ０３０Ｇ电流传感器，它的原边额定输入电流是３０Ａ，副边额定输出电压为】ｖ，这种传感器主要应用在电流检测、不间断电源、过流保护。２．６单相５电平ＣｓＩ的实验验证在前面分析讨论的基础上，本节对文中提出的单相５电平ｃＳＩ新拓扑进行了实验验证。实验的主电路如图２．１４所示，实验的系统参数如下：由于不存在直流电流源，三相电压经过三相整流后串连一电感（１００ｍ）来模拟直流电流源；主电路中分流电感为１００ｍＨ，等效内阻１．５ｎ；电路中的开关器件由ＭＯｓ管（瓜ＦＰ４５０）串联快恢复二极管（心Ａ２５ＴＢ０６０）组成；输出电流的频率为５０Ｈｚ；ｍ。为０．９５，ｍｆ为３２，负载电阻ｌＯ欧，滤波电容５ｍＨ，滤波电容５０ｕＦ。在闭环控制下，选用ＣＳ０３０Ｇ电流传感器，它的原边额定输入电流是３０Ａ，副边额定输出电压为ｌＶ。图２—１８和图２．１９是电感电流平衡的开环控制和闭环控制下的实验波形。ｈＩｋ哆．剁１””、斌’１—１、◇努．誉穆沁糯ＩｌｌＰｑＩＩＩ科喊Ｉ图２．１８（ａ）开环控制下输出ＰｗＭ电流波形（１Ｍｉｖ，１０ｍｓ／ｄｉｖ）浙江大学硕士学位论文第二章～Ｎ～～～Ｗ～Ｎ～Ｎ图２．１８（ｂ）开环控制下分流电感电流波形（２～ｄｉｖ，１０ｍｓ／ｄｉｖ）。｝ｊ厂＼．，、八｛，夕Ｖ‘’，－ＶＮ、厂＼，Ｖ＼ｒ＼．？）一Ｖ图２．１８（ｃ）开环控制下滤波后输出电流波形（１～ｄｉｖ，１０ｍｓ／ｄｊｖ）图２．１８电感电流平衡的开环控制下的实验波形－＿＿，＾■，＿＿＾图２—１９（ａ）分流电感电流波形（２～ｄｉｖ，１０ｍｓ／ｄｉｖ）浙江大学硕士学位论文第二章棚ｈ棚Ｕ一棚梆枷刹嘶｜ｌ『Ｉ硼胛。蛳一删图２．１９（ｂ）闭环控制下输出ＰｗＭ电流波形（２Ａ／ｄｉｖ，１０ｍｓ／ｄｉｖ）’气Ｊ一、＾、＾、Ｊ｝．｝Ｖｆ．Ｖ｜。ｌ｜｜．｛√｜｜ｔ。√ｊｉ．０图２—１９（ｃ）闭环控制下输出电流波形（２刖ｄｉｖ，１０ｍｓ／ｄｉｖ）图２．１９电感电流平衡的闭环控制下的实验波形对比电感电流平衡的开环和闭环两种控制方式下的实验波形可以看出，在实际情况下，由于电感的等效内阻、开关控制信号的不对称等，使得开环情况下的输出电流波形不甚理想，分流电感上的电流存在一定的波动，负载变化对变流器的输出特性影响很大。通过检测电流，在闭环控制下输出的电流畸变较小，滤波后接近正弦波，分流电感电流波动较小，约为总电流的一半，较好的实现了均流的效果。２．７单相组合式多电平ＣｓＩ单相多电平ｃｓＩ除了直接式结构外，还有组合式结构，它们通常适用于中大容量的场合。这里的组合式是指由多个单相逆变桥单元直接并联叠加的结构，每个单元逆变器的直流源可以是独立的或者是共用的。这里以两个单相全桥ｃｓＩ浙江大学硕士学位论文第二章单元构成的组合式拓扑为例进行分析。图２。２０表示了单元数为２的单相组合式多电平ＣｓＩ的拓扑结构和输出波形。图２—２０ｆａ）为单相组合式５电平ＣｓＩ拓扑，每个单相逆变单元输出３电平，则两个单元可以输出５电平波形。图２。２０（ｂ）为对应的输出波形示意，设每个单元输出波形的脉宽为９，两个单元的输出波形相互错开币角，则可得输出电流的表达式：ｉ．：盐ｙ。ｉ。盟．！！业塑２≈。！鑫２“（ａ）电路拓扑ｆ—ｌ｜ｏ，∥ｒｌ￥ＬＪＪＩｄ２Ｉｄ．．．．．．．．ｊｌ也Ｌ］广Ｊ（ｂ）输出波形图２．２０单相组合式５电平ｃｓＩ（以单相逆变桥为单元）旺－６）浙江人学硕士学位论文≯半。蠢咖孚，掣ｎ兀第二章（２－７１ｎ（叭一粤）ｉ＿鲁．ｓｉｎ辈－ｃｏｓ譬∑．ｓｉｎｎ瓢ｚ２上ｆ２－８）由式（２－８）可见基波与ｎ次谐波的幅值为吼２。Ｓｌｎ——·ＣＯＳ一２２。８Ｉ。．ｎ０呻由六个单相全桥单元构成的三相组合式５电平【３３ｌ女口图２．２１所示，变流器三相单元相对独立，控制方法简单。对这种拓扑分别采用阶梯波和载波相移ＰＷＭ方式进行仿真分析。尸ｓ川尸８ａ１’？…尸¨ｌＬ，Ｐｓ川？？尸ｓｃｌＩ，ｓｃｌ３？Ｐ卢…ｚ卢ｓ。≥》岁。。丸Ｓｆｆ？）声ｓ。Ｊ３声ｋｈｆｆｆ？ｌｆ？ｆ？尸ｓ蝴尸ｓ棚尸ｓｂ２Ｉ尸ｓｂｚ３ｆ尸ｓｃ２Ｉ尸ｓ椰声ｓⅢ≯ｓ。ｚ｝卢㈨ｚ夕ｓａ奇Ｄｆｆ≯∽ｆｆ一ｃ－上。Ｊ一二—＿二［—Ｊ图２．２１三相组合式５电平拓扑仿真参数为：每个独立源电流为５Ａ，负载１０Ｑ，滤波电感５ｍＨ、电容５０ｕＦ，驴＝３００，拶＝１２００。仿真波形如图所示，图２—２２（ａ）是滤波前的波形，５电平阶梯波以逼近正弦波。图２—２２（ｂ）是滤波后的波形。图２．２２（ａ）滤波前电流波形浙江大学硕士学位论文第二章图２．２２（ｂ）滤波后前电流波形测得输出谐波总畸变率ＴＨＤＡ相：ＴＨＤ＝２６．２６％（滤波前）Ｂ相：ＴＨＤ＝２６．１０％（滤波前）ＴＨＤ＝２．６１２％ＴＨＤ－２．６１８％ＴＨＤ＝２．６２５％（滤波后）（滤波后）ｆ滤波后）ｃ相：ＴＨＤ＝２６．１２％（滤波前）载波相移原理如第一章所述，这种调制方式主要应用在组合式和级联型拓扑中。对此拓扑采用ｃＰｓ—ｓＰｗＭ调制方式，载波比为２１，调制比为Ｏ．９。将变流器单元的三角载波（频率为ｋ）的相位相互错开２兀／（ｋｋ。）。在此拓扑中，每相有两个全桥单元，可以把它看成四个半桥单元。所以采用四列载波，每列载波在水平方向上的位移是２７ｃ／（４＋２１１。图２．２３四个开关驱动波形叠加浙江火学硕士学位论文笫二章篓稀誊‘自ｍｔ！！舞灞㈣躲。，ｍ黧灏黼辩劐鳓麟糕攀壁嚣鳓黻瓣燃；劁黼秘醚《燃潮舅燃裂黧莉删“‘鬻鹾慧妻Ｄｃ＝２４２０口口０口００Ｈｍ＾ＣＲＭＳ＝ＣＲＭＳ＝黧震＿｜Ｊ图２．２４四个开关驱动信号频谱¨Ｌ…｜｜Ｌ…Ｊ四个开关的驱动信号相加所得波形为五电平输出，从频谱中可以看出，除基波分量外，最低次谐波群出现在８４次附近，其余谐波群基本全部被抵消了，可看出等效开关频率提高为原来的４倍。对上．个变流器模块来说，叠加输出ＣＰＳ—ＳＰＷＭ信号中的载波谐波为：Ｋ＝脚‘蜂，ｍ＝ｌ，２，３…ｍ。由此可知，ｃＰＳ．ｓＰｗＭ信号的等效载波频率为：丘。，＝ｔ疋（２—９）图２．２５（ａ＞滤波前输出电流波形３９浙江大学硕士学位论文第三章第三章三相直接式电流型多电平变流器３．１前言多电平变流器分为组合式结构和直接式结构。组合式多电平变流器输出的多电平波形都是由多个单元变流器的输出经过叠加而得到，它包括多重化【５３ｌ【５４１、级联型、相移ｓＰｗＭ组合型口ｓ】等结构；直接式多电平变流器则是由单个变流器直接获得多电平的输出，它包括二极管箝位型以及电容筘位型等拓扑结构。直接式多电平变流器的结构更加紧凑，不需要变压器和更多的独立电源，因丙更具有特色。本章研究了一类三相直接式５电平变流器拓扑的工作原理和控制策略。３．２三相直接式多电平ｃｓＩ拓扑３．２．１三相直接式电压型和电流型拓扑电路拓扑理论的研究已经揭示了电压型和电流型二种变流器在电路结构、元器件等方面具有对偶性。从图论的观点看，电路拓扑的对偶关系只能应用在平面图形范围，大功率变流器一般采用三相桥式不在平面图内。对于电流型多电平ｃｓＩ的三相直接式结构，不能直接运用对偶原理进行研究，但利用对偶的观点，参照于三相直接式多电平ｖｓＩ拓扑利用电容进行“均压、分压”的思想，可以利用电感进行“均流、分流”对三相负载电流进行合理分配和组合，进而获得满足所需电平的拓扑。三相电容锚位型或二极管钳位型５电平ＶＳＩ拓浙江大学硕士学位论文第二章图３—１三相５电平ＶＳＩ原理示意图表３．１Ａ相输出示意图开关状态（闭合为１，断开为０）￡‘ｏＳＡｌＥＥ／２０．Ｅ／２．Ｅ１Ｏ０００ＳＡ２Ｏ１ＯＯ０ＳＡ３Ｏ０１ＯＯＳＡ４００ＯｌＯＳＡ５Ｏ００Ｏ１图３．２三相５电平ｃｓＩ原理示意图类似的，对于三相直接式多电平ｃｓＩ，也可以先将电流源分成若干电流等级浙江大学硕士学位论文第二章然后利用合适的开关组合生成相应的电流电平。图３—２为三相５电平ＣＳＩ原理示意图㈣，它在原理上与电压型是对偶的，表３．２表示了Ａ相负载输出电流与开关组合状态的关系。表３—２Ａ相输出电流示意图开关状态（闭合为１，断开为０）１ＡＳＡＩＩ１ＩＩ／２００００ＳＡ２１ＯＳＡ３０Ｏ０ＯＯ１】Ｓ州０Ｏ０Ｏ１Ｏｌ１Ｏ０．忱０。０ＯＯ图３．２所示的原理图可以用图３．３所示的实际电路图表示，此拓扑有左右两个桥臂，每个桥臂有上下两组开关。图中所有的开关都由可控开关与一个快恢复二极管串联，电流源用分流电感来代替。该拓扑工作方式在一个周期的输出情况参见图３—４。这种ＣＳＩ整体上视作一个单元电路，在开环控制下就能较好的实现平衡电感的均流控制。图３—３三相５电平ｃｓＩ拓扑４３浙江大学硕士学位论文第三章＋手一｝＋｝一｝＋｝一｝图３—４５电平输出方式示意３．２．２三相５电平ｃＳＩ工作原理图３．３中设电流源Ｉｌ、１２、１３、１４分别表示电感ＬＡｌ、ＬＢｌ、Ｌ枷ＬＢ２上的电流，这里用相应的开关符号来表示对应的开关函数，并定义所有上桥臂开关的开关函数为：ｓ。＝豫当Ｓ。闭合时当Ｓ。，断开时（３—１）（ｋ＝Ａ，Ｂ，ｃ；ｊ＝１，２）同时定义所有下桥臂开关的开关函数为ｓ。＝信１当ｓ。闭合时当＆断开时（３—２）（ｋ．Ａ，Ｂ，ｃ；ｊ＝３，４）这里定义为一个同时系数Ｋ，与负载相连的上桥臂开关导通时为１，与负载相连的下桥臂开关导通时定义为０。定义电流经负载流向中性点为“＋”，从中性点流向负载为“．”，则负载ｚＡ、ＺＢ、ＺＣ流过的电流为：ｉＡ２Ｋ‘（ｓＡｌ’Ｉｌ＋ｓＡ２’１２）＋（１一Ｋ）‘（ＳＡ３‘１３＋ｓＡ４‘１４）ｉＢ＝Ｋ‘（ＳＢｌ＿Ｉｌ＋ＳＢ２’１２）＋（１一Ｋ）’（ＳＢ３。１３＋ＳＢ４‘１４）ｉｃ＝Ｋ‘（Ｓｃｌ．Ｉｌ＋ｓｃ２’１２）＋（Ｉ－Ｋ）‘（ｓｃ３‘１３＋ｓｃ４‘Ｌ）（３—３）（３—４）（３－５）浙江大学硕士学位论文第三章对于上式还应满足以下约束关系ＳＡｌ＋ＳＢｌ＋Ｓｃｌ＝１ＳＡ２＋ＳＢ２＋Ｓｃ２；１ＳＡ３＋ＳＢ３＋Ｓｃ３－－ｌ（３－６）（３—７）（３－８）ＳＡ４＋ＳＢ４＋Ｓｃｆ－１Ｉｌ＋１２＝１３＋１４爿稳态时，考虑到电路拓扑的对称性并忽略电感的纹波，图３—３中所有代替电感的电流源的值都是磁，则ｉＡ，ｉ８，ｉｃ改写为ｉＡ＝（Ｋ’（ｓＡｌ＋ＳＡ２）＋（１－Ｋ）’（ｓＡ３＋ＳＡ４））‘Ｉ／２ｉＢ＝（Ｋ‘（ＳＢｌ＋ｓＢ２）＋（１一Ｋ）。（ＳＢ３＋ＳＢ４））’Ｉ／２ｉｃ＝（Ｋ‘（Ｓｃｌ＋Ｓｃ２）＋（１－Ｋ）‘（Ｓｃ３＋ｓｃ４））‘Ｉ／２不难看出ｉＡ＋ｉＢＨｃ＝０，满足以上各式的一组开关组合见表３．４。表３—４三相五电平ＣｓＩ拓扑的一组开关组合输出组序１２ＩＡＯ（３－９）（３－１０）（３－ｌ１）输出电流闭合开关组合状态ｌＢＩＣ．Ｉ一Ｉ—Ｉ—Ｉ／２ＯＩＩ／２Ｏ．Ｉ／２．Ｉ．Ｉ—ＩＢ３８４Ｃ１Ｃ２ＡｌＢ３８４Ｃ２Ａ１Ａ２８３８４Ａ１Ａ２８３Ｃ４Ａ１Ａ２Ｃ３Ｃ４ＡｌＢ２Ｃ３Ｃ４Ｂ１Ｂ２Ｃ３Ｃ４Ａ３８１８２Ｃ４Ａ３Ａ４８１８２Ａ３Ａ４８１Ｃ２Ａ３Ａ４Ｃ１Ｃ２Ａ３８４Ｃ１Ｃ２Ｉ／２ＩＩＩ３４５６７８９１０１１Ｉ／２ＯＩ／２ＩＩ１．Ｉ／２．Ｉ．Ｉ．１．Ｉ／２０Ｉ／２０Ｉ／２Ｉ１２一Ｕ２圳２Ｉ浙江大学硕士学位论文第二章３．２．３三种工作模式三相五电平ｃｓＩ电路有三种工作模式。以图３．３Ａ相为例，第一种模式是ｓＡｌ、ＳＡ２都导通，负载电流为Ｉ：第二种模式是ＳＡｌ、ＳＡ２只有一个开关导通，负载电流在Ｉ／２：第三种模式ＳＡｌ、ｓＡ２都关断，负载电流为０。考虑Ａ相开关ＳＡｌｓＡ２ｓＡ３ｓＡ４，总结起来有以下几种情况：（１）ｓＡｌ、ｓＡ２都开通，‘＝＋Ｉｄ；（２）ｓＡｌ、ｓＡ２一个开通，一个关闭，ｆ。＝＋１／２Ｉｄ；（３）ＳＡｌ、ＳＡ２、ＳＡ３、ｓＡ４都关闭，如＝０；（４）ｓＡ３、ＳＡ４一个开通，一个关闭，如＝一１／２Ｉｄ；（５）ｓＡ３、ｓＡ４都开通，乇＝－Ｉｄ。在电流型变流器中，不允许电流无通路的情况。（与ＬＡｌ相连的ＳＡｌＳＡ２ＳＡ３为一个开关组，与ＬＡ２相连的ＳＡ３ＳＢ３ＳＣ３为一个开关组，同理与ＬＢＪ、ＬＢ２的三个开关也各为一个开关组）以该拓扑的两个桥臂的４组开关中，每组开关有且仅有一个开关导通。３．３三相五电平ＣＳＩ控制策略的研究作为三相电流型多电平变换器，控制策略上要满足三个条件：一、维持直流侧的导通；二、要考虑三相电流的相互耦合的影响；三、分流电感上平均电压应为零。基于以上考虑，这里采取了以下的控制策略：（１）本文对图３．３所示的三相新型五电平ＣＳＩ的调制方式为是一种组合逻辑的ＰｗＭ技术，用三相互差１２００的正弦波调制信号和两个三角载波比较，如图３．５。ＷＷ一一＼≤’ｆ＇７…。弋ｋ…７ｐ≮…：。扩＼ｏｒ夕…弋图３—５调制方法示意图浙江大学硕士学位论文第三章三角波的幅值为２．５，调制波的幅值可调（大于２．５，小于５）。以Ａ相为例如图３．６所示，由ｓＩＮＡ、．ＳＩＮＡ与同一个三角载波比较分别得到一个两电平的脉冲信号，两个信号叠加得到一个三电平的脉冲信号Ｐａ（同理，可得信号Ｐｂ，Ｐｃ）。（２）将Ｐａ’Ｐｂ，Ｐｃ分别两两相减，得到ＰＡ＝Ｐａ—Ｐｂ，ＰＢ＿Ｐｂ＾Ｐｃ，Ｐｃ＝Ｐｃ—Ｐａ。因为ＰＡ十ＰＢ＋ＰＣ＝Ｏ，所以这三相开关的控制信号相互解耦。（３）根据前面的５电平拓扑的工作原理，将５电平控制信号进行分解。以Ａ相为例，Ａ相正半周分解为两个２电平信号并送给上桥臂的两个开关管，同理负半周分解后送给下桥臂的两个开关管。这样就可以得到表３—４所示的一组开关顺序，在这种组合方式下可实现ＰｗＭ调制。如图３．７所示为与电感ＬＡｌ相连的ｓＡｌ、ｓＢｌ、ｓｃｌ的一组开关驱动信号波形。（４）对电流多电平变流器而言，主电路每个桥臂都不能存在直流无通路的情况。在控制上应该采取相应的策略予以保证。图３．６Ａ相解耦控制电路图３．７ｓＡｌ、ｓＢＩ、ｓｃｌ三个开关的控制信号４７浙江大学硕士学位论文第三章３．４直接式三相五电平ＣｓＩ仿真为验证这种控制策略的正确性，本文对新拓扑构成的三相五电平ＣＳＩ进行了仿真研究。仿真参数如下：载波比为３２，每个分流电感为８０ｍＨ，逆变器的输出工作频率为５０Ｈｚ，负载电阻为８Ｑ，负载连接方式为星型连接无中性线，输出滤波器由Ｌｃ组合而成（Ｌ＝５ｍＨ，ｃ＝５０ｕＦ）。图３—８（ａ）中为分流电感电流波形图，３．８（ｂ）为变流器输出的三相５电平电流波形，ｉａ、ｉｂ、ｉｃ分别对应Ａ、Ｂ、ｃ三相负载电流波形，图３—８（ｃ）为滤波后的电流波形。从仿真波形可以看出，输出的５电平电流波形很理想，滤波后电流波形接近正弦。图３－８（ａ）分流电感和总电流波形图３－８（ｂ）三相电流输出波形（滤波前）浙江大学硕士学位论文第三章３．５．２三相五电平ｃｓＩ的控制硬件电路钟时和相锁过通后然，器压变过通波弦正相三。示所．图如图框制控发生电路，调制正弦波和三角波信号存储在中，得到，，三相的照ｊ圳对此荚拓扑二引张；ｌ耳箱茸川匾爵黔掘ｉ溺雌鎏绸＝攀态于等主！篓萍筢薷引孵老藕ｊ件数为篓蔫笾嫉拍醢罱鹁；蕊测隔邕滴黼耄弘蜒每个分流：囊ｉ．ｉ《戴商烈引瓢猡套岔拳鍪謦《此耋！ｌ；刚时隧嚣驵勉的信号Ｐａ、Ｐｂ、Ｐｃ，然后进行解耦，得到Ｐ蠹一蠢薹ｊ囊妻．善荔；主蔓。莩耄～婴Ｍ型型耕瓣平电三组一到得，式方制调的到提文前过通，波角三制调的应对波弦正准标弱琵翦毖豫囊，塾辫孵琴篓茎＝囊鍪蓁萋雾霎薹鎏ｊ毒謇？主要要竖蒂蠹矍ｌｉ§筵塞；ｌｉ霎墓霞；｝ｉ露量转矩兹拍；三列葙掣ｊ！霉蠢璧；‘三相５电平交流器进行拓展。图４．５是三相６电平拓扑，它由６个等值分流电感和１８个开关器件和星型负载构成。从形式上来看，图４．４是两个三相六开关变流器并联，图４—５是三个三相六开关浙江大学硕士学位论文第三章（２）三相信号解耦控制电路图３，１２（ａ）Ａ相解猖控制电路以Ａ相为例如图３．１２（ａ）所示，由ｓＩＮＡ、．ｓＩＮＡ与同～个三角载波比较分别得到一个两电平的脉冲信号，两个信号叠加得到～个三电平的脉冲信号ＰＡ（同理，可得信号ＰＢ，Ｐｃ）。三电平的脉冲信号ＰＡ和信号ＰＢ相叠加得到五电平的一组调制信号ＰＡ—ＰＢ如图３一１２（ｂ），同理可得ＰＢ－ＰＣ，Ｐｃ—ＰＡ控制信号。图３．１２（ｂ）Ａ相控制信号ＰＡ～ＰＢ（３）分频电路与模拟开关电路利用Ｄ触发器，用７４Ｈｃ７４Ｄ触发器构建了一个分频电路，来解决前面提到的电感电流的均流问题，如图３．１３所示。它的作用是将一个周期分频，使得每个周期对称桥臂的两个信号（ｓＡｌ和ｓＡ２）交替驱动两个桥臂开关。这样每个桥臂总的导通时间可以保持一致，就保证了分流电感的均流效果。浙江大学硕士学位论文第三章ｑ隔叫麓］Ｊ业Ｘ０ＸｌＹＯＹｌＸＹ崮鄞寺…≤辈图３一１３分频电路与模拟开关电路ｚ。Ｚｌ１ＮＨＡＢＣＶＥＥＺ１卜Ｊ０＿３．５．３三相五电平ｃｓＩ的实验波形实验电路参见图３—９，图３．１４ｆａ）为与电感Ｌ１相连的三个开关的驱动信号，三相驱动信号满足互补的特点，和仿真结果一致。图３．１４（ｂ）为分流电感上的电流波形ＩＬ，图３．１４（ｃ）为电路电流总波形Ｉｄ，可以看到，基本上分流电感电流约为总电流的一半，电流纹波很小，起到了很好的均流作用。图３—１４（ｄ）为滤波前负载的电阻部分的电压波形ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，３．１４（ｅ）为滤波后负载的电阻部分的电压波形ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，从实验波形看出，滤波后的正弦度较好。瑚¨肉ｆ！Ⅲ＿；｜ｒ骓＿≥『１一■：『事一伊｜Ｉ＿一¨■啊¨Ｐ磊１：焉。］唔≯毋｝ＪＥ？卜＿一ｍｉ：：：＿：Ｉ门｜ｌｆ一｝ＩｒＩｌ？１ｆ扩ｉｉ：¨：：：：：㈣盹ＥｄｇｅＣ｝杞—ｆｎ婀ｒｒ屯＿］图（ａ）一组开关的驱动信号，２Ｖ／ｄｉｖ，１０ｍｓ／ｄｉｖ浙江人学硕士学位论文第三章图（ｂ）分流电感上的电流波形ｉｌ，ｌＡ／ｄｉｖ’５０ＩＩｌ／ｄｉｖｌ罢：。１：孟。。图（ｃ）直流输入电流波形ｉｄ，２Ａ／ｄｉｖ－５０州ｄｉｖＥｄｇｅｃＨｚ—ｆ图（ｄ）滤波前ＶＲａ，ＶＲｂ，ＶＲｃ波形２０“ｄｉｖ’５０ｍ／ｄｉｖ浙江大学硕士学位论文第三章图３－１６（ａ）ＰＤ型示意图图３—１６（ｂ）谐波频谱图３—１６（ｃ）滤波前电流波形图３一１６（ｄ）滤波后电流波形浙江大学硕士学位论文第三章图３－１６（ｅ）分流电感电流波形图３．１６采用ＰＤＰＷＭ调制方式（２）ＰＯＤ型调制方案，在零参考线上，三角载波相位一致；在参考线以下，三角载波相位与前者相反。如图３—１７（ａ）所示。量禽詈磐谐波次数３．１７（ａ）ＰＯＤ型调制方式３．１７（ｂ）谐波频谱３一１７（ｃ）ＰｏＤ型调制方式输出ＰＷＭ电流波形图３—１７ＰＯＤ型调制方式（３）ＡＰｏＤ型调制方案，各个三角波从上至下依次相反。如图３一１８（ａ）所浙江大学硕士学位论文第三章不。ｔ００９０Ｓ掣Ｄ７孽Ｏ６莨Ｏ鼍０槲懊ａＯ０ｊ４０３—１８（ａ）ＡＰＯＤ型调制方式３．１８（ｂ）谐波频谱３．１８（ｃ）ＡＰＯＤ型调制方式输出ＰｗＭ电流波形图３．１８ＡＰＯＤ型调制方式从以上的分析可以知道，三种调制方式的总谐波失真度汀ＨＤ）分别为３２．２４％，３４．５６％，３２．２０％差别不大。对于单相多电平变流器而言，Ｃ型调制方案为最优。在三相平衡无中线系统中，一般频率调制比取３的倍数，这时载波谐波电压引起的电流相互抵消，因而可以不考虑载波谐波的影响。在不考虑载波谐波的影响时，Ａ型方案的ＴＨＤ降低到２１．２９％。这样，在三相平衡无中线系统中，ＰＤ型调制方案为最优。对于ＰＤ、ＰＯＤ、ＡＰＯＤ这三种载波位置不一样的调制方式来说，ＰＤ型ＰｗＭ调制在载波谐波处，谐波幅值较大，而边带谐波幅值明显小于后两种。对于奇数电平变流器，ＰｏＤ型、ＡＰＯＤ型ＰｗＭ输出不含载波谐波。从调制原理上，方案ＡＰＯＤ与载波ｃＰｓ—ｓＰｗＭ技术的原理一致。在对低次谐波特性要求比较高的场合，比如单位功率因数校正装置等，ＡＰＯＤ更为适用。浙江大学硕士学位论文第三章３．５．５载波带频率变化方法在该拓扑中的应用在多载波的调制方式中，上部和下部开关的开关频率要远大于中间开关的开关频率，为了平衡上部、下部和中间开关的开关频率，Ｔ０１ｂｅｎ提出了载波带频率变化的ＰＷＭ方法，其原理如前图１—７所示。该方法是在多载波方式的基础上，适当增加中间各开关所对应的载波带的载波频率或者减少上下部开关所对应的载波带频率，以平衡上部、下部和中间开关的开关频率。仿真参数为：未采用载波频率变化调制的载波比都为３２；采用载波比变化调制方式，中间两列载波比增加为６４，其他仿真参数同上。３－１９（ａ）未采用载波带频率变化的调制波形３－１９（ｂ）采用载波带频率变化的调制波形浙江大学硕士学位论文第二章Ｉ）本章对三相直接式５电平的拓扑进行了原理分析。２）针对该拓扑的开关控制策略进行了研究，给出了合理的开关顺序。３）针对该拓扑，给出了一种组合ＰｗＭ控制方法，并进行了仿真分析。４）搭建了实验硬件电路，对三相直接式５电平拓扑进行了实验，实验结果较理想，验证了文中所作的分析。５）简要的分析了基于载波的ＰｗＭ技术在三相组合式５电平拓扑中的应用，并进行了仿真分析。浙江人学硕士学位论文第四章的原理性示意图见图４．６。图４—４三相直接式５电平ＣＳＩ图４．５三相直接式６电平ｃｓＩ忽略开关内阻和电感内阻，稳态时每个电感都用相应的电流源代替。拓扑原理分析同上章的三相直接式５电平拓扑。开关组合见表４．１。浙江人学硕士学位论文第四章Ｉ，负载ｚｕ（这里ｕ是任意的，可以为Ａ，Ｂ，Ｃ）连接到上面三个电感（ＬＡｌ，ＬＢｌ，Ｌｃｌ），负载Ｚｖ连接到下面三个电感中的任意一个，ｚ。（Ｕ、ｖ、Ｗ互不相同）连接到下面三个电感中的其余两个，于是可以得到Ｉｚｕ＝＋Ｉ，Ｉｚ。＝一Ｉ／３，Ｉｚ。＝．２Ｉ／３。在模式ＩＩ，负载ｚｕ连接到下桥臂三个电感，负载ｚｖ连接到上桥臂三个电感中的任意～个，ｚｗ连接到上桥臂电感中的其余两个，于是可以得到Ｉｚｕ－．Ｉ，Ｉｚ。＝＋Ｉ／３，Ｉｚｗ＝斗２Ｉ／３。图４－７表示了两种工作模式的示例。图４．７（ａ）表示了当Ｕ＝Ａ、ｖ＝Ｂ和ｗ＿Ｃ时在模式Ｉ工作的情形时，图４—７（ｂ）表示了当Ｕ＝Ａ、Ｖ＝Ｂ和ｗ＝ｃ时在模式ＩＩ工作的情形时。ｌ们』ｌｏ（ａ）模式ＩＪＩ，３（ｂ）模式ＩＩ图４—７三相６电平ｃｓＩ的两种工作模式图４—５所示的三相６电平ＣＳＩ结构可以拓展到更高电平的场合，如１２电平．１８电平，２４电平等，…。为推广到更高电平的拓扑结构，本文给出新拓扑构成的规律，对于６电平拓扑，主电路所需电感数为６，所需开关器件（可控开关与快浙江大学硕士学位论文第四章恢复二极管串联）数为１８。对于三相Ｎ电平ｃｓＩ拓扑结构，上桥臂所需电感数为Ｎ／２，下桥臂所需电感数为Ｎ／２，每个电感连接３个开关器件，故需电感总数为Ｎ，开关器件数为３Ｎ。图４．８为三相直接式１２电平ＣＳＩ拓扑主电路图。三相直接式１２电平ｃＳＩ，每个输出周期（可设为工频周期）包含３０个电平阶段，每相电流输出电平的顺序为：Ｉ／６、２Ｉ／６、３Ｉ／６、４Ｉ／６、５Ｉ／６、Ｉ、Ｉ、Ｉ、Ｉ、Ｉ、５Ｉ／６、４Ｉ／６、３Ｉ／６、２Ｉ／６／、Ｉ／６、一Ｉ／６、一２Ｉ／６、．３Ｉ／６、一４Ｉ／６、．５Ｉ／６、．Ｉ、一Ｉ、．Ｉ、一Ｉ、．Ｉ、．５Ｉ／６、．４Ｉ／６、一３Ｉ／６、一２Ｉ／６、．Ｉ／６图４—８三相直接式１２电平ＣＳＩ拓扑与前面三相５电平ＣＳＩ的分析类似，令所有与上桥臂电感相连的开关函数的取值为Ｏ或１，所有与下桥臂电感相连的开关的开关函数取值为Ｏ或一ｌ与同一电感相连的开关有且仅有一个闭合导通，同时规定上下桥臂的开关不能直接连通。忽略电感及开关内阻，若设输入电流源电流为Ｉ，在稳态时所有的电感均可以用一个Ｉ／６的电流源来代替，其他假浙江大学硕士学位论文第四章若每个ｃｓＩ单元输出３个电平（＋Ｉ、Ｏ、．Ｉ），则组合逆变器输出５个电平（＋２Ｉ、＋Ｉ、０、～Ｉ、一２Ｉ）。更多个单相全桥单元相联，可拓展到更到的电平，如图４．１０。图４．９单相组合型５电平ＣｓＩ图４—１０单相组合型Ｎ电平ＣＳＩ对图４—１ｌ所示的三相组合式５电平拓扑进行拓展。图４．１２为三相电流型组合式多电平逆变器拓扑。电流源变流器的ｎ个模块在交流侧并联，每个基本模块都包含～个电流源和一个三相桥变换器。整个逆变器可以获得三相２ｎ＋１个电流电平的输出波形。６７浙江大学硕士学位论文第四章图４一ｌｌ三相电流型组合式５电平ｃｓＩ图４－１２三相电流型组合式Ｎ电平ＣＳＩ４．５本章小结本章对单相直接式５电平和三相直接式５电平拓扑进行了拓展。单相直接式５电平拓扑需要８个开关和２个分流电感，单相直接式７电平需要１２个开关和４个分流电感，对于单相Ｎ电平ｃｓＩ总结如下：所需用开关器件数为２（Ｎ一１），互浙江大学硕士学位论文第四章补开关对为Ｎ．１，分流电感数为Ｎ一３，每个分流电感承担的电流依次为～里二三Ｉ／２，鹏，Ｉ／８…，，２２。对于三相Ｎ电平ｃｓＩ拓扑结构，上桥臂所需电感数为Ｎ／２，下桥臂所需电感数为Ｎ／２，每个电感连接３个开关器件，故需电感总数为Ｎ，开关器件数为３Ｎ。每个分流电感所承受的电流为价４。随着电平数的增多，改善了输出电压和电流波形，减小了输出电压和电流的波形畸变（ＴＨＤ）。浙江大学硕士学位论文第五章第五章全文总结和展望５．１本文研究工作总结本文研究了一类单相直接式和三相直接式多电平ｃｓＩ拓扑和相应的控制策略，并简要的介绍了一些其他的拓扑，如单相组合式和三相组合式拓扑。本文在电流型多电平变流器的拓扑和控制策略方面做了一些工作，主要研究工作概述如下。１．总结了电流型和电压型多电平变流器的拓扑和ＰｗＭ调制方法对电压型的基本拓扑结构、调制方式进行了了解：并由此分析电流型多电平的拓扑，并把应用于电压型变流器的调制方法应用于电流型拓扑中进行分析。总结了电流型变流器已经和正在研究的拓扑和调制方法。２．研究了单相直接式５平ｃｓＩ拓扑和基于ＰｏＤ的开环和闭环控制利用基于共享电感的开关并联结构对电流源电流进行均流和分流，利用合适的开关组合以获得不同的电流等级。并通过简化该拓扑使得拓扑的开关数目和分流电感比其他文献上提到的拓扑都简单。用多载波ＰＯＤＰＷＭ技术在新型单相直接式多电平ｃｓＩ中进行调制。针对该拓扑，分别研究了电感电流平衡的开环和闭环控制方案。在开环下，分流电感电流波动较大，输出波形不理想：在闭环控制下，电感电流得到了有效的均衡，输出谐波大大减少。３．针对三相直接式多电平ｃｓＩ拓扑研究了它的控制方法参照于三相直接式电压型多电平电路利用电容进行“均压、分压”的方法，基于对偶的思想，利用分流电感对直流源电流“均流、分流”，然后利用适当的开关组合对电流进行合理的分配和组合，以使三相负载获得所需的输出电流。利用一个三角载波信号和三个相位互差１２００的正弦信号比较，经过三相解耦来实现变流器的控制。浙江大学硕士学位论文第五章直接式拓扑的构成规律，对于三相Ｎ（Ｎ为偶数）电平ＣＳＩ拓扑结构，所需电感总数为Ｎ，开关器件数为３Ｎ。每个开关器件通过的最大电流为电流源电流的Ｎ／２，每个开关器件的开关频率与输出频率相等。Ｎ越大，逆变器功率等级可以越大，输出电流波形越逼近正弦波，输出电流的ＴＨＤ越小。４．对ｓ电平拓扑进行了拓展并构建了实验的硬件电路单相直接式５电平和三相直接式５电平拓扑拓展到７电平以及更到的电平，电平数的增加，有效的减小了输出谐波。利用数字和模拟控制芯片以及可编程逻辑控制器件ＧＡＬ来构成控制电路，通过光耦来驱动主电路。利用霍尔电流传感器来检测输入电流和分流电感电流来实现反馈控制。这个控制电路具有很好的扩展性，满足了其它控制方案的扩展需要。５．２今后的工作本文对电流型多电平逆变器进行了基础性的研究，但对于电流型多电平变流器拓扑（尤其是直接型拓扑）的研究还刚刚起步，对于多电平ｃｓＩ在拓扑和控制策略方面的理论基础和应用实践，还存在许多问题需要进一步的研究和解决。１．电流型多电平技术与电压型多电平技术的比较，比较各自的优缺点及应用场合２．研究多电平ｃｓＩ的最终目的是为了应用。如感应加热，超导，谐波补偿方面的应用研究。寻找电流型多电平在实际工程技术中的应用。３．在本文的单相直接式和三相直接式多电平的调制方法的研究中，都只涉及到基于载波的调制方式，后续研究者可以进一步深入研究ＳｖＰＷＭ技术在多电平ＣＳＩ中的应用。研究中应注意对空间矢量的冗余开关组合的正确选取和对电流零矢量的合理分配是保持各单元直流侧电流平衡的关键。同时，还有许多优秀的控制方法可以进行整合、优化后应用于组合型多电平ＣＳＩ拓扑。４．寻找新的拓扑和相应的控制方式，比较电流型各拓扑和调制方法各自的优缺点并形成一套系统化的理论。７Ｉ浙江大学硕士学位论文参考文献［１９】ｖａｓｓｉｌｉｏｓＧＡｇｅｌｉｄｉｓ，ＭａｎｉｍｃａＩａｉｓ，“ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｐｅｃｉｆｉｃＨ锄ｏｎｉｃｓＰＷＭＰｅｒｆｂｎｎａｎｃｅＥＶａｌｕａｔｉｏｎｏｆＭｕｌｔｉｌｅＶｅｌＡＰＥＣ’９８，ｐｐｌ７２·１７８ＰＷＭＴｅｃｌｌｌｌｉｑｕｅｓ，”ＩＥＥＥＰｒｏｃ．ｏｆ［２０】ｚ±ｍｇ～２５６ｚｈｏｎｇｃｈａｏ，Ｂｏｏｎ＿１＇ｅｃｋ００ｉ．Ｍｕｌｔｉ—ｍｏｄｕｌａｒｃｕｒｒｅｎｔｓｏｕｒｃｅｃｏｎｖｅｎｅｒｆｏｒＳＭＥＳ，ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒＥ１ｅｃｔｒｏｎ，１９９３，ｖ０１．８，Ｎｏ．３，ｐｐ．２５０［２１］ｈａｎｇｚｈｏｎｇｃｈａｏ，Ｂ００ｎ．ＴｃｃｋＯｏｉ．ＦｏｒｃｅｄｃｏｍｍｕｔａｔｅｄＨＶＤＣａｎｄＳＶｃｂａｓｅｄｏｎｐｈａｓｅ－ｓｈｉ舭ｄｍｕＩｔｉ．ｃｏｎｖｅｎｅｒｓ．ＩＥＥＥＴｒａＩｌｓ．ＰｏｗｅｒＤｅｌｉｖｅⅨｌ９９３，ｖ０１．８，ＮＯ．２，ｐｐ．７１２～７１８．【２２】张仲超，张劲东，方强．特大功率组合变流器的相移ｓＰＷＭ技术．电工技术学报，１９９７，第２期，ｐｐ２７～３１［２３】Ｙｕ）（ｉｏｎｇ，ＹｉＩｌｌｌａｉＺｈａｉ】昌ＫｕｎＷｅｉ，ＺｈｏｎｇｃｈａｏＺｈａｎｇ，ＣａｒｒｉｅｒＰｈａｓｅ－ｓｈｊｎｅｄＳＰＷＭＢａｓｅｄＣｕｒｒｅｎｔ＿ｓｏｕｒｃｅＭｕｌｔｉ·ｃｏｎＶｅｎｅｒ，ＰｍｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆＩＥＥＥＡＰＥＣ２００３．、ｂｌ。１，ｐｐ，８９～９３［２４】王长永，组合变流器相移ｓＰｗＭ技术及其在有源电力滤波器中的应用研究，浙江大学博士学位论文，２０００［２５］ｕ昭ｅｎ，Ｋｓｔｅｍｋｅ．ＳｗｉｔｃｂｊｎｇＦｒｅｑｕｅｎｃｙ０ｐｔｉｍａｌＰｗＭｃｏｎｔｒ０１ｏｆａＴ王ｌｒｅｅ－ｌｅｖｅｌＩｎｖｅｎｅＬＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒＥ１ｅｃ廿０ｎｉｃｓｌ９９６，７（３），ｐｐ４８７￣４９６【２６］ＴＧＨａｂｅｔｌｅｒ．ＡＳｐａｃｅｖｅｃｔｏｒ·ＢａｓｅｄＲｅｃｔｉｆｉｅｒＲｅｇｕｌａｔｏｒｆｏｒＡｃ／ＤＣ／ＡＣＣｏｎｖｅｎｅｒｓ，ＩＥＥＥＴｒａＩｌｓ．ＰＥ，１９９３，ｖ０１．８，Ｎｏ．１，ｐｐ３０～３６，【２７】Ｗ．ＶａｌｌＤｅｒＢｒｏｅｃｋ，Ｈ．Ｓｋｕｄｅｌｎｙ，ＧＶｓｔａｎｋｅ．ＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＲｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆｏｎａＰｕｌｓｅ—ｗｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｏｒＢａｓｅｄ１９８８，ｖ０１．２４，Ｎｏ．４，ｐｐｌ４２～１５０，ｖｏｌｔａｇｅＳｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｓ．ＩＥＥＥＴｒａｌｌｓ．认，［２８】Ｐ．Ｋａｚｎｌｉｅｒｋｏｗｓｋｉ，Ｍ．Ａ．Ｄｚｉｅｎｉａｋｏ、Ⅳｓｋｉ．ＮｏｖｅｌＳｐａｃｅＶｅｃｔｏｒＢａｓｅｄｃｕｒｒｅｍＣｏｎｔｍｌｌｅｒｓｆｏｒＰＷＭ－ＩｎＶｅｒｔｅｒｓ．ＩＥＥＥＴｒａｌｌｓ．ＰＥ，１９９１，、，ｏＩ．６，Ｎｏ．Ｉ，ｐｐｌ５８～１６５［２９】Ａ．Ｔｉｌｌｉ，Ａ．Ｔｂｎｉｅｌｌｉ．ＳｅｑｕｅｎｔｉａｌＤｅｓ培ｎｏｆＨｙｓｔｅｒｅｓｉｓｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏＩｌｅｒｆｏｒＴｈｒｃｅ—ＰｈａｓｅＩｎＶｅｒｔｅｒ，ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＩＥ，１９９８，Ｖ｜０１．４５，Ｎｏ．５，ｐｐ７７ｌ～７８ｌ［３０］Ｄｉｘｏｎ，Ｂ．Ｔ．Ｏｏｉ．ｓｅｒｉｅｓＰＷＭＲｅｃｔｍｅｒｓ，ＩＥＥＥａｎｄＰａｒａｌｌｅｌＯｐｅｒａｔｉｏｎｏｆＨｙｓｔｅｒｅｓｉｓｃｕｒ圮ｍ—Ｃｏｍｒ０１ｌｅｄ１’ｒ柚ｓ。从，１９８９，ｖ０１．２５，№．４，ｐｐ６４４巧５１ＣｏＩｌ咖ｌｏｆＳ、ｖｉｔｃｈｉｎｇＣｏｎｖｅｎｅｒｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．萋囊；【３１］Ｍ．Ｓｍｅｄｌｅｙ，Ｓ．ｃｕｌ【．０ｎｅ－ｃｙｃｌｅｉ≮ｇ§二囊§ｉ？９￡二１ｉ？§；Ｍ｜ｌｉ—ｇ《§．ＰＥ，１９９５，Ｖｂｌ．１０，Ｎｏ．６，ｐｐ６３［３２］ｃｈｏｎｇｎｌｉｎｇ３Ｑｉａｏ，Ｋ．Ｍ６．Ｓｍｅｄｌｅｙ．～５２Ｏｎｅ－ＣｙｃｌｅｃｏＩ灯ｏｌｌｅｄｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅｂｕｃｋ－ｄｅｒｉｖｅｄｎｅｉｆｉｔｃｅｒＩＰＥＭｃ’２０００，ｐｐ４浙江大学硕士学位论文参考文献１９９９（１）：ｌ—４ｆ３５］周立业，超导电力技术应用前景分析，世界科技研究与发展，２００３，２５（１）：３８—，４３【３６］Ｋａｍｓｉｋ，Ｋ．ＤｉＸｏｎ，ｅｔｃ，ｓＭＥＳａｎｄｃｏｓｔ５４１～５４６ｆｏｒｐｏｗｅｒｕｔｉｌｉｔｙ印ｐＨｃａｔｉｏｎｓａｒｅＶｉｅｗｏｆｔｅｃｈｎｊｃａｌｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ．Ｉ髓ＥＴｆａｎｓ．ＡｐｐｌｉｅｄＳｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｉＶｉ劬１９９９，９（２），ｐｐ［３７】ＭｏｈａｌｌＶＡｗａｒｅａｎｄＤａｎｎｙｓｕｔａｎｔ０，ＩｍｐｒｏＶｅｄｃｏｎｔｒ０１ｌｅｒｆｏｒｐｏｗｃｒｃｏｎｄｉｔｉｏｎｅｒｕｓｉｎｇｈｉｇｈ－ｔｃｍｐｅｒａｔＩｌｒｅｓｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇｍａｇｎｅｔｉｃｅｎｅ唱ｙＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ａｐｐｌｉｅｄｓｔｏｒａｇｅ（ＨＴＳ－ＳＭＥｓ），Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｉｖ吼２００３，ｌ３（１），ｐｐ３８～４７【３８】韩狲，李艳等，超导电力磁储能系统研究进展（一卜一超导储能装置，电力系统自动化，２００１，２５（１２），ｐｐ．６３～６８［３９］熊宇，陈丹江，刘兆桑，张仲超，一类新型单相直接式电流型多电平变流器拓扑的研究，电工技术学报，２００４，１９（５）：２乱３０［４０】熊宇，一类新型三相直接式电流型多电平逆变器拓扑的研究．中国电机工程学报，２００４，２４（１）：１６３～１６７．［４１］熊宇，一种新的分相控制式三相电流型５电平逆变器电机工程学报［４２】刘风君，正弦波逆变器．北京：科学出版社，２００２【４３］吴起凡，吴美潮等，超导储能与超导变电站，电工技术杂志，２００４（２）：７６～７８【４４］王志，陈历明等，高温超导体在小型超导储能装罱中的应用，能源技术，２００２，２３（１）：：２６～２９【４５］Ｌｅｔｏｒ，Ｒ．，Ｓｔａｔｉｃｏｎａｎｄｄｙｎａｍｉｃｂｅｈ“ｉｏｒｏｆｐａｒａｌｌｅｉｅｄＩＧＢＴｓ，ＩＥＥＥＴｒａｌｌｓａｃｔｉｏｎｓＩｎｄｕｓｔｒｙＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９２，２８（２），ｐｐ３９５～４０２【４６］Ｎｅｌｓｏｎ，Ｊ．Ｊ，ｖｃｎｋａｔａｒａｍａｎａｌｌ，Ｇ，Ｂｅｉｈｏ正Ｂ．Ｃ．ＩｎｖｅＳｔｉｇａｔｉｏｎｏｆｐａｒａｌｌｅｌ叩ｅｒａｔｉｏｎｏｆＩＧＢＴＳ，ＩＥＥＥＩＡＳ，２００２，、，０１４，ｐｐ２５８５～２５９ｌ【４７］Ｃｈｏｉ，Ｎ．Ｓ．，Ｃｈｏ，Ｊ．ＱｃｈｑＧＨＡｇｅｎｅｒａｌｃｉｒｃ诚ｔｏｐｏｌｏｇｙｏｆｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｉｎｖｅｎｅｒ，ＩＥＥＥＰＥＳＣ，１９９ｌ，ｐｐ９６～１０３【４８】Ｂｍｇａ，Ｈ．Ａ．Ｃ，Ｂａｒｂｉ，ＩＡｎｅｗｔｅｃｌｌＩｌｉｑｕｅｆｏｒｐａｍｌｌｅｌｃｏ加ｅｃｔｉｏｎｏｆｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎｏｎｃｅｌｌｓ：ａｎａｌｙｓｉｓ，ｄｅｓｉｇｎ，ａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｔｉｏｎ，ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＥｌｅｃ仃ｏｎｉｃｓ，１９９７，１２（２），ｐｐ３８７～３９５Ｐｏｗｅｒ【４９】ＦｅｍａｌｌｄｏＬ．Ｍ．ＡｒＩｔｌｌｌｌｅｓ，ＨｅⅢｊｑｕｅｃ蝴ｔＡ．Ｃ．Ｂｒａｇａ．Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆｉｎｖｅｒｔｅｒｓ．ＩＥＥＥａｇｅｎｅｍＩｉｚｅｄＩｎｄｕＳｔｒｙｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｅＵｔｏｃｕｒｒｃｎｔ＿ｓｏｕｒｃｅＴｒａｎｓ．ＡｐｐｌｉＧａｔｉｏｎｓ，１９９９，４６（１），ｐｐ３ｌ￣３８【５０］Ｙｕ）（ｉｏｎｇ，Ｄ砌ｉａｎｇＣｈ吼ＳｏｎｇｑｕａｎＳｉｎｇｌｅ—Ｐｈａｓｅｐｐｌ６８２～１６８５Ｄｅｎｇ，ｚｈｏｎｇｃｈａｏＩｎｖｅｒｔｅｒ，ｚｈａｎｇ，ＡＮｃｗＡＰＥＣ２００４，ＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＣｕｒｒｅｎｔ－ＳｏｕｒｃｅＩＥＥＥ【５１］蔡宣三，龚绍文Ｉ＾频功率电子学，第１版，北京，科学出版社，１９９３年５月致谢在浙江大学攻读硕士研究生的两年生活，是我人生中非常重要的一部分经历，我开始将学到的知识，在实践中锻炼。回首这两年的岁月，既漫长又短暂，既充实又愉悦，这其间走过的每一步，无不是与许多关心我和帮助过我的人的名字联系在一起。首先感谢我的导师张仲超教授，在课题研究过程中，张老师始终给予了极大的关心和帮助。导师渊博的专业知识、丰富的理论和实践经验、实事求是的工作态度、平易近人的处事风格、达观豁达的人生理念，使我耳濡目染，使我深感敬佩，这些都给我留下了深刻印象。导师对我严格要求和悉心指导，同时给我提供宽松的自由发挥的空间，这不仅使我的学位论文得以顺利完成，也使我的综合能力得到很大提高。在此谨致以我最诚挚的谢意！其次，我要感谢鲍建宇师兄，作为同个课题组的兄长，鲍建宇师兄不仅在实验中言传身教，他做事认真踏实的态度，刻苦钻研的作风值得我好好学习。师兄杨欣参与了很多实验工作，在此表示感谢。胡长生老师、林平老师、李玉玲老师在我平时的学习生活中给予了热心的帮助，借此表示谢意。感谢离校的刘晨阳博士、韦鲲博士、滕妨华硕士、任军军硕士、叶剑利硕士、陆涛涛硕士、刘兆粲硕士、楼珍丽硕士；博士生李建林、曾雨竹，白志红，硕士生李淳、王传兵、韩珏、王剑、盂光毅、李彩霞、王青松，李昕、张伟军、潭成，博士后王立乔等师兄弟（姐妹）的关心和帮助。他们在我的专业学习和课题研究中给予了巨大的帮助，也为我的生活增添了不少乐趣，这为我的研究生生活留下了永恒而精彩的～笔。难以用言语向他们致谢的是我的父母，在我多年的求学生涯中，他们总是在坚定的支持我、鼓励我，让我体会到世界上最伟大无私的爱。感谢同在杭州的我的兄长陈卉和嫂子孔玲，他们给予了我物质上和精神上的巨大支持和关怀；感谢我的女友刘宪栩在日常生活中、学习中对我的帮助和建议，得以让我顺利完成研究生其间的任务。本文的研究工作是在国家自然科学基金（资助号５０４７７０３３）资助－Ｆ完成的，谨致谢意。陈阳２００６年５于浙江大学求是园攻读硕士学位期间发表的论文陈阳，鲍建宇，杨欣，张仲超，一种新颖的电流型＝相五电平变流器拓扑的控制策略的研究，电源技术应用，２００５．３陈阳，鲍建宇，杨欣，张仲超，一种新颖的三相五电平变流器拓扑的研究，电气传动（录用）陈阳，刘宪栩，张仲超，多电平逆变器的ＰｗＭ控制利仿真研究，机电上程（录用）陈阳，刘宪栩，张仲超，多电平逆变器的ＰｗＭ控制和仿真研究，机电工程（录用）电流型多电平变流器拓扑及PWM控制策略研究

作者：

学位授予单位：

陈阳浙江大学

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1.学位论文 杨欣 对偶定理在电流型多电平变流器中的应用 2006

本文着重研究了对偶定理在电流型多电平拓扑中的应用，尤其是直接型电流型多电平拓扑中的应用，主要包括以下几方面的内容。

本文仔细研究了电路中的对偶性质，对一般的对偶组合结构对偶，器件对偶(非线性器件)，开关对偶，变压器对偶都进行了一定的归纳总结。复杂电路可以通过简化为单独网络，分别求对偶的方法，这里给出了并联型全桥谐振变换器的对偶电路的推导过程。

在单相电流型多电平电路中，研究了一种从电压型五电平向电流型五电平电路的对偶过程。对单相五电平开关组合及控制策略进行了研究，找出了了它的最小开关顺序，利用PODPWM控制策略进行了实验研究验证，并应用了一种新的1/4开关周期法，仿真和实验结果验证了新拓扑的正确性和所用控制策略的可行性。

三相多电平CSI不能直接进行对偶，本文利用电感进行均流和分流的对偶思想，找到了一种新的三相五电平CSI拓扑，该类拓扑的结构简单，通过合成分流电感的电流而获得阶梯形的多电平电流，论文详细分析了该拓扑的工作原理，采用了一种能够对各支路电流进行平衡控制的开关控制策略。仿真和实验验证了新拓扑和所用开关策略的正确性。

2.期刊论文 鲍建宇.王正仕.张仲超.BAO Jian-yu.WANG Zheng-shi.ZHANG Zhong-chao 一类单相多电平电流型变流器拓扑的建模分析 -中国电机工程学报2006,26(2)

对于多电平变流器的研究,无论是电压型还是电流型多电平变流器,大多集中在拓扑结构以及相应的开关控制策略方面.为了更好地理解电流型多电平变流器多电平电流产生的内在机理,该文借助于开关变换器的一些建模方法,以一种新型单相5电平电流型变流器为例,建立了其稳态平均模型,推导出了各支路电流的数学表达式并进行了定量分析.仿真和实验结果均验证了该种数学建模方法的正确性.

3.期刊论文 熊宇 一种新型多电平开关变流器拓扑和控制策略研究 -深圳信息职业技术学院学报2010,8(2)

论文研究了几种适用于组合式电流型多电平变流器的PWM控制方法,栽波相移SPWM技术,研究了多载波PWM技术在新型单相5电平电流型逆变器中的应用,研究了SVPWM技术在三相组合型5电平CSI中应用的一些基本问题.论文提出了一类新的三相分相控制式电流型多电平逆变器拓扑.这类拓扑通过三相星形负载的中性线进行解耦,逆变器的每相都可以独立控制,因此可以将多电平PWM技术应用到该类逆变器以减小输出电流谐波.文中给出了一种多载波PWM技术的数字化实现方案,并以单相5电平逆变器单元为例介绍了三相5电平逆变器的工作原理.最后建立了一个三相分相式5电平CSI的实验系统,验证了文中的结论.

4.学位论文 白志红 电流型多电平变流器的一些相关理论以及应用技术研究 2008

多电平变流器具有功率容量大、开关频率低、输出谐波小以及电磁兼容性好等特点，使得变流器装置在增大容量的同时改善其输出性能成为可能。随着超导储能技术的不断发展以及高反向电压阻断能力半导体器件（如MCT、IGCT等）的相继出现，电流型变流器的效率问题将得以解决，这为电流型多电平变流器在某些大电流高功率场合的应用提供了优势。本文首先研究了电流型多电平变流器的一些相关理论，如拓扑构造方法、PWM调制技术等；在此基础上，本文以三相电流型多电平整流器的应用研究为目标，对三相电流型多电平整流器的工作特性、参数设计以及控制方法等进行了深入研究，并取得了以下一些成果。

本文提出了基于基本电路单元的电流型多电平交流器拓扑的构造方法。采用本文所提出的拓扑构造方法不仅推导出了已有的一些电流型多电平变流器拓扑，还构造出了一些新型拓扑结构。在此基础上，本文分析了电压型多电平变流器与电流型多电平变流器的“内在”对偶关系，揭示了通过借鉴电压型多电平变流器的研究成果来研究电流型多电平变流器的一些方法。

本文提出了三相电流型变流器的间接调制技术和直接调制技术。间接调制技术是将二逻辑信号到三逻辑信号的变换关系作为通过三相电压型变流器调制策略来构造三相电流型变流器调制策略的一种通用实现手段。直接调制技术是基于三相电流型变流器本身的开关工作机理而提出的。与间接调制技术相比，直接调制技术具有线性传输特性、开关次数少、直流电流利用率高等优点。另外，本文还提出了一种低电压应力直接调制技术，实现了变流器的非零矢量所在相之间的自然换相。

本文建立了三相电流型多电平整流器的低频数学模型和高频数学模型，详细分析了三相电流型多电平整流器的频域特性。在此基础上，从整流器的工作性能、电路参数以及系统成本等方面对三相电流型多电平整流器和三相多重化相控整流器进行了比较。分析结果表明，三相电流型多电平整流器的多项性能指标要优于多重化相控整流器，因此本文提出了在今后工业应用领域中，采用三相电流型多电平整流器来取代多重化相控整流器的设想。 基于频域特性分析结果，本文提出了一种三相电流型多电平整流器直流侧滤波参数的设计方法。该方法将多模块并联整流器的直流侧等效电路等效为多个单模块整流器直流侧等效电路的并联，因此当三相电流型多电平整流器恒流输出时，直流侧体现为一阶系统，可以根据直流电流纹波指标要求和系统动态响应要求对分流电感参数进行设计。当三相电流型多电平整流器恒压输出时，可以参照Buck电路原理来设计其直流侧分流电感参数和滤波电容参数。

本文研究了三相电流型多电平整流器的控制方法。首先研究了基于直接电流控制的双闭环控制方法在三相电流型多电平整流器中的应用。然后，针对三相电流型多电平整流器恒压输出情况，提出了采用负载电流前馈控制的双闭环控制策略，解决了开环幅值增益尖峰和系统快速性之间的矛盾，使得系统即便采用较小的回路增益，仍可具有较快的动态响应和较好的稳态性能。

最后，基于DSP和FPGA硬件平台，设计了三相电流型多电平整流器的全数字化控制系统。在此基础上，分别对三相电流型多电平整流器在恒流输出和恒压输出时的工作情况进行了实验，验证了本文所述理论的正确性。

5.学位论文 张波 蓄电池组综合测试系统中变流技术的研究 2008

针对蓄电池组综合测试系统高电压、大电流，直流电流、电压全范围可调和直流电流纹波系数≤0.2％，网侧单位功率因数、无谐波污染，快速响应的要求，本文着重研究了以电流型PWM变流器为核心的蓄电池组综合测试系统的控制方法，通过对组合型和直接式电流型多电平PWM变流器工作原理和拓扑结构的分析和仿真实验比较，确定了在大功率变流条件下蓄电池组综合测试系统中变流器的拓扑结构，设计了基于dq同步旋转坐标变换的直接电流双闭环控制策略。最后通过一套蓄电池组综合测试实验系统的开环控制、单闭环控制、双闭环控制实验，验证了在蓄电池组综合测试系统中，该直接电流双闭环控制能够满足直流侧电流、电压的可控且全范围可调，减小了直流电流交流脉动分量的幅值，实现了网侧单位功率因数和低谐波含量，提高了系统的响应速度。

6.期刊论文 夏加宽.黄剑龙.包岩峰.XIA Jiakuan.HUANG Jianlong.BAO Yanfeng 电流型多电平变流器拓扑分析 -电力自动化设备2008,28(8)

对电压型和电流型多电平变流器的研究主要集中在拓扑结构和相应的开关控制策略方面.分析了一种新型的单相5电平电流型变流器的拓扑结构.将新

拓扑结构和原先的拓扑结构进行比较分析,可以看出新拓扑结构有许多突出的优点,如所需开关器件和均流电感数目少,结构更加简单.在对开关的控制上采用载波位置相反分布型控制策略,控制简单且容易执行.为了使负载输出电流谐波减少,可以通过对输出电平的宽度进行调节,以得到更平滑的负载输出电流.Matlab仿真波形验证了新拓扑结构的正确性和谐波消除法的可行性.

7.学位论文 鲍建宇 电流型多电平变流器拓扑及其控制策略的研究 2007

由于多电平变流器具有功率容量大、开关频率低、输出谐波小、响应速度快、电磁兼容性好等特点，从而使变流器装置在增大容量的同时改善其输出性能成为可能。而超导储能技术的不断发展、高反向电压阻断能力半导体器件(如MCT、IGCT等)的相继出现，将有效解决电流型变流器的效率问题，为电流型多电平变流器在某些大电流高功率场合的应用提供了优势。本文主要是系统地研究了电流型多电平变流器的主电路拓扑构造、PWM调制策略、自均流特性以及均流控制方法；本文还研究了一种三相电流型多电平PWM整流器。

在阅读相关参考文献的基础上，对电流型多电平变流器的拓扑发展概况进行了归纳，同时对各种拓扑的工作原理进行了分析。针对几种常用的多电平PWM调制策略，就其基本调制特点以及在电流型多电平变流器中的应用概况进行了介绍。结合目前电流型多电平变流器研究所取得的成果，介绍了电流型多电平变流器的实际应用前景和研究意义。

本文推导和构造了多种电流型多电平变流器拓扑，为整个研究工作打下了良好的基础。利用电路对偶原理，推导出了一种通用型单相电流型5电平变流器拓扑，经过简化和改进，提出了一种单相6开关电流型5电平变流器拓扑。然而，如何构造三相电流型多电平变流器拓扑，则是拓扑研究工作的一个难点。为了能运用对偶定理，将三相电压型多电平变流器电路进行等效变换获得平面化的拓扑图，再利用打点法推导出了三相电流型5电平变流器拓扑1。通过改造矩阵变换器输入侧的电源连接方式，派生出了三相电流型5电平变流器拓扑2。结合多电平电流的产生机理，利用电感并联实现分流的思想推导了三相电流型5电平变流器拓扑3。以单相6开关电流型5电平变流器作为基本单元，通过适当的连接与组合，分别得到了三相电流型5电平变流器拓扑4和拓扑5。

研究了各类电流型多电平变流器的PWM调制策略。研究了多电平PWM调制技术在单相电流型多电平变流器和A类三相多电平变流器中的应用，并对其输出谐波特性进行了理论分析，获得了与电压型多电平变流器相同的谐波消除性能。对于B类变流器，只要在实现单相多电平变流器PWM调制的基础上，将3个调制波的相位依次错开120°就可输出三相多电平电流。针对C类变流器，主要研究了基于三逻辑的PWM调制技术，由于三逻辑载波相移SPWM技术在线性调制区存在基波损失，为提高输入电流的利用率，对过调制区的输出谐波特性进行了理论分析，得到了幅值调制比与基波幅值、谐波特性之间的定量关系，为在过调制时如何选取合适的幅值调制比提供了理论参考。

本文分类研究了电流型多电平变流器的自均流特性。通过建立分流电感电压的数学表达式，对Ⅰ类和Ⅱ类变流器的稳态自均流特性进行了详细的理论分析，并得出了相对应的结论，为实现均流控制提供了理论基础。本文利用双重傅立叶变换及其线性性质，在中间电平电流不平衡条件下，对三逻辑载波相移SPWM以及多载波垂直分布SPWM输出波形的谐波特性进行了数学分析，从理论上说明了由于中间电平电流不平衡而对多电平变流器输出性能所产生的影响。

结合Ⅰ类和Ⅱ类变流器的：PWM调制策略，分别提出了相对应的均流控制方法。对于Ⅰ类变流器，本文提出了一种基于直流侧电流反馈的均流方法，弥补了基于载波旋转方法所存在的动态均流特性差，稳态特性易受负载性质影响等不足。为解决Ⅱ类变流器的电流不平衡问题，在实现载波相移SPWM的基础上，提出了一种基于直流侧电流反馈、利用跨相冗余开关组合自动切换的均流方法。针对该种均流方法在更高电平变流器中不容易实现的问题，提出了一种基于调节脉冲宽度的均流方法，由于各个模块单元间采用相对独立的均流控制方式，因此不受变流器输出电平数增加的影响，可扩展应用于更高电平数输出的变流器，实现方法具有普遍性。

本文根据电流型多电平SPWM变流器可逆的思想，结合载波相移SPWM整流技术和模块并联扩容技术，研究了一种三相电流型多电平PWM整流器。通过建立平均等效电路模型对多电平整流器的工作原理进行了分析，为满足电流型PWM整流器的控制要求，研究了三逻辑PWM技术的数字化实现方法，并通过建立7电平整流器的实验样机对控制原理和实现方法进行了实验验证。与多脉波电流型相控整流器的基本性能进行了对比分析，三相电流型多电平PWM整流器无需复杂的网侧移相变压器，在网侧电流谐波特性、功率因数等方面都具有明显的优势。 论文最后对全文工作进行了总结，并对电流型多电平变流器今后的研究方向进行了展望。

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下载时间：2010年9月26日