基本单管放大电路的设计

07级23系 马运聪 PB07210249

实验目的：1掌握晶体管放大器静态工作点的设计与调整方法。 2研究放大电路的动态性能。

3负反馈对放大器性能的影响及设计方法和测试技能。

实验原理：

1单管放大

Ui2cos(21000t)mVUo2114.675cos(21000t)mV UBB2.239VIC1.247mAUCE4.319V

输入输出波形图及其李萨如图形：

2射极串小电阻单管放大

Ui2cos(21000t)mVUo285.794cos(21000t)mV UBB2.012VIC1.258mAUCE4.49V

输入输出波形图及其李萨如图形：

3单管饱和

Ui214.144cos(21000t)mV UBB2.855VIC1.707mAUCE1.414V

输入输出波形图及其李萨如图形：

4单管截至

Ui228.284cos(21000t)mV UBB0.796VIC127.151AUCE11.23V

输入输出波形图及其李萨如图形：

数据分析：

1单极共发放大器

（1）

RB191.74k,RB229.60k,RE1.204k, RC2.384k,RL5.0k

静态工作点：VE2.001V,VBB2.555V,VCC12.114V 交流信号：

Ui32cos(21000t)mV,Uo2552cos(21000t)mV

VEIUIRECE92.95 AVo85

UiIBIBVCCVBBVBBRB1RB2re(R//RL)Ur15.4 由 AV0C,hierb(1)re IEhie解得：rb301. 与实验参考数据一致，但是偏小，可能是由于BJT

管子长期工作在深度饱和区所致。输出波形基本没有失真。 考虑到VBB较小可能产生较大误差，设计第二组电路数据。

（2）

RB175.79k,RB229.60k,RE1.204k, RC2.384k,RL5.0k

静态工作点：VE2.348V,VBB2.962V,VCC12.114V 交流信号：

Ui32cos(21000t)mV,Uo2952cos(21000t)mV UO4302cos(21000t)mV

VEIIRECE94.28

IBIBVCCVBBVBBRB1RB2AVUo98.3 AV143.3 Ui

re(R//RL)Ur13.332 由 AV0C IEhie0RChie解得rb298.2。

解得：rb281.92 而通过AV说明采用IC来计算是较为准确的。 IB测得：fl325.6Hz,fmid3kHz,fh318.8kHz,AVmid103.7 输入低频信号时，输入端耦合电容影响时的AV(S)的3dB下截止频率为

111.35Hz hieC1输出端电容的影响：

12

161.73Hz

(RLRC)C2射极旁路电容的影响：

113(10)REhie1321.6Hz

RECE

因此理论电压增益的3dB截至频率为1321.6Hz而实际的截至频率约为325.6Hz远小于理论值。这可能是由于输入电压太小，输入波形失真较严重，致使测量值发生大的误差，但若采用较高输入电压，容易进入截至或饱和区，也会影响数据的测量。

内阻的测量：串联2k,分6.26mV，Ri分7.66mV

Ri2k7.661.634k 6.26理论值：Ri'hie//RB1//RB21.448k1.634k 输出电阻：RoUoUoRL2.33k与理论值RORC2.384k一致。

Uo同样，输入电阻的测量由于其测量值太小产生的误差大于输出电阻的。

以下三个李萨如图横轴输入纵轴输出，频率分别为0.1、1、10kHz。

可以发现频率较低时输出波形的相移较大，高频时相移几乎为90，但总体上波形没有失真。由于耦合电容总体不产生相移，那么低频时的相移可能来自于射极旁路电容的影响。低频时射极旁路电容的阻抗大，产生相移小，中频时则接近90，在作交流小信号分析时可当作是导线。

2射极串小电阻单管放大

RB175.79k,RB229.60k,RE1199,RE2991.3 RC2.384k,RL5.0k

静态工作点：VE2.334V,VBB2.961V,VCC12.114V 交流信号：

Ui1.942cos(21046t)mV,Uo14.42cos(21046t)mV UO21.62cos(21046t)mV

94.45 AV7.423由理论计算：

AV11.13

AV0(RC//RL)7.6277.423

(10)(reRe)0RC12.2611.13

(10)(reRe)AV由于射极串小电阻的影响，使得基极交流信号减弱，从而减低了放大倍数。

fl31.91Hz,fmid3kHz,fh421kHz

带宽为421kHz比以上的单管放大的带宽318.5kHz宽。 由理论算得有射极串小电阻与单管的带宽比为

1K0(reRe)rbRer'10erb7.94

理论带宽为2.5MHz，但实际上由于高频时函数信号发生器发出的信号失真和晶体管毫伏表的误差共同作用，偏差较大。在测量输入输出电阻时也出现同样的问题。

思考题：

1截至与饱和失真：截至失真是由于静态工作点靠左或输入电压较大BJT进入截至

区所致，饱和失真是因由于静态工作点靠右或 输入电压较大BJT进入饱和区所致。具体波形 图参见实验原理3、4。

2直接用电位器调节RB1容易使其太低而导致BJT上的基射电压太高，击穿PN结，

烧坏管子，串联的电阻可以起到保护作用。

3Re作为负反馈降低了输入信号加在基射极上的电压，大大降低电压增益，但提高

了输入阻抗，有利于信号的输入，减少信号源内阻的影响。同时Re提高3dB上 截止频率：h

D[10(reRe)rbRe]，从而扩大带宽。