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整流电路

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第2章整流电路

2.1 单相可控整流电路2.2 三相可控整流电路

2.3 变压器漏感对整流电路的影响2.4 电容滤波的不可控整流电路2.5 整流电路的谐波和功率因数2.6 大功率可控整流电路

2.7 整流电路的有源逆变工作状态2.8 晶闸管直流电动机系统2.9 相控电路的驱动控制

本章小结

2-1

第2章

整流电路·引言

整流电路：

出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。

整流电路的分类：

按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种。按电路结构可分为桥式电路和零式电路。按交流输入相数分为单相电路和多相电路。

按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路。

2-2

2.1单相可控整流电路

2.1.1 单相半波可控整流电路2.1.2 单相桥式全控整流电路

2.1.3 单相全波可控整流电路2.1.4 单相桥式半控整流电路

2-3

2.1.1 单相半波可控整流电路

单相半波可控整流电路(Single Phase Half Wave

Controlled Rectifier)

uVTuid

VT1）带电阻负载的工作情况

变压器T起变换电压和电气隔离的作用。电阻负载的特点：电压与电流成正比，两者波

12udR

ub)

uc)

20gwt1p2pwt0ud)

dwt0uVTaqwte)

形相同。

0wt图2-1单相半波可控整流电路及波形

2-4

2.1.1 单相半波可控整流电路

基本数量关系

首先，引入两个重要的基本概念：

触发延迟角：从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施加触发脉冲止的电角度,用a表示,也称触发角或控制角。

导通角：晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度，用θ表示。直流输出电压平均值为

1Ud2pap2U21cosa2U2sinwtd(wt)(1cosa)0.45U22p2(2-1)

VT的a移相范围为180

通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的

方式称为相位控制方式，简称相控方式。

2-5

2.1.1 单相半波可控整流电路

2)带阻感负载的工作情况

阻感负载的特点：电感

u2对电流变化有抗拒作用，使得流过电感的电流不发生突变。

讨论负载阻抗角j、触发角a、晶闸管导通角θ的关系。

0wt1p2pwtugc)

0ud+d)

0ide)

0+wtawtqwtuf)

VT0wt图2-2带阻感负载的单相半波电路及其波形

2-6

2.1.1 单相半波可控整流电路

电力电子电路的一种基本分析方法

通过器件的理想化，将电路简化为分段线性电路。器件的每种状态对应于一种线性电路拓扑。

VTVTLRa)u2LRb)对单相半波电路的分析可基于上述方法进行：

当VT处于断态时，相当于电路在VT处断开，id=0。当VT处于通态时，相当于VT短路。

u2图2-3 单相半波可控整流电路的分段线性等效电路a)VT处于关断状态b)VT处于导通状态

2-7

2.1.1 单相半波可控整流电路

当VT处于通态时，如下方程成立：

didLRiddt2U2sinwt（2-2）

初始条件：ωt=a，id=0。求解式（2-2）并将初始条件代入可得

2U2idsin(aj)eZR(wta)wLb)

2U2sin(wtj)Z2b) VT处于导通状态

（2-3）

•其中ZjarctanR(wL)，

2wLR当ωt=θ+a时，id=0，代入式（2-3）并整理得

sin(aj)eqtanjsin(qaj)（2-4）

2-8

2.1.1 单相半波可控整流电路

续流二极管

当u2过零变负时，VDR导通，

ud为零，VT承受反压关断。L储存的能量保证了电流id在L-R-VDR回路中流通，此过程

u2Oudc)

OidIdiVTe)

OIdp-ap+awt1wtwt通常称为续流。

数量关系(id近似恒为Id）

IdVTwtpaId2p12pp2d（2-5）

iVDORwtpaIVTaId(wt)2pId（2-6）

paIdVDId（2-7）

2p12pa2pa（2-8）

IVDIdd(wt)Id2pp2pRuVTOwtOwtR图2-4单相半波带阻感负载有续流二极管的电路及波形

2-9

2.1.1 单相半波可控整流电路

单相半波可控整流电路的特点

VT的a移相范围为180。

简单，但输出脉动大，变压器二次侧电流中含直流分量，造成变压器铁芯直流磁化。实际上很少应用此种电路。

分析该电路的主要目的建立起整流电路的基本概念。

2-10

2.1.2 单相桥式全控整流电路

单相桥式全控整流电路(Single Phase

Bridge Contrelled Rectifier)

1) 带电阻负载的工作情况

电路结构

工作原理及波形分析

VT1和VT4组成一对桥臂，在u2正半周承受电压u2，得到触发脉冲即导通，当u2过零

uVTc)

udid0a1,4ud(id)pawt时关断。

VT2和VT3组成另一对桥臂，在u2正半周承受电压-u2，得

0i2d)

0wtwt到触发脉冲即导通，当u2过零时关断。

图2-5单相全控桥式带电阻负载时的电路及波形

2-11

2.1.2 单相桥式全控整流电路

数量关系

1p22U21cosa1cosaUd2U2sinwtd(wt)0.9U2pap22a角的移相范围为180。

（2-9）

向负载输出的平均电流值为：

Ud22U21cosaU21cosaId0.9RpR2R2(2-11)

dd流过晶闸管的电流平均值只有输出直流平均值的一半，即：

1U21cosaIdVTId0.452R2（2-10）

uVTc)

udid0a1,4pawt0i2d)

0wtwt2-12

2.1.2 单相桥式全控整流电路

流过晶闸管的电流有效值：

IVT12p2U2U21pa2a(Rsinwt)d(wt)2R2psin2app（2-12）

变压器二次测电流有效值I2与输出直流电流I有效值相等：

2U2U22II2(sinwt)d(wt)paRR1p1pa（2-13）

sin2a2ppudid0auVT1,4dd由式（2-12）和式（2-13）得：

IVT1I（2-14）

2b)

pawt不考虑变压器的损耗时，要求变压器的容量S=U2I2。

0i2d)

0wtwt2-13

2.1.2 单相桥式全控整流电路

2）带阻感负载的工作情况

假设电路已工作于稳态，id的平均值不变。

假设负载电感很大，负载电流id连续且波形近似为一水平线。

u2过零变负时，晶闸管VT1和VT4并不关断。

至ωt=π+a时刻，晶闸管VT1和VT4关断，VT2和VT3两管导通。VT2和VT3导通后，VT1和VT4承受反压关断，流过VT1和VT4的电流迅速转移到VT2和VT3上，此过程称换相，亦称换流。

u2OudOidiVTO1,4wtwtIdIdIdIdIdwtiVTO2,3wtwtwtwtOi2uVT

O1,4Ob)图2-6单相全控桥带阻感负载时的电路及波形

2-14

2.1.2 单相桥式全控整流电路

数量关系

Udpa晶闸管移相范围为90。

1pa2U2sinwtd(wt)22pU2cosa0.9U2cosa（2-15）

2OudOidiVTO1,4wt晶闸管承受的最大正反向电压均为2U2。晶闸管导通角θ与a无关，均为180。电流的平均值和有效值：

wtIdIdIdIdIdwtwtwtwtwtiVTO2,3Oi2IdT1Id2IT12Id0.707IduVT

O1,4Ob)变压器二次侧电流i2的波形为正负各180的矩形波，其相位由a角决定，有效值I2=Id。

2-15

2.1.2 单相桥式全控整流电路

3）带反电动势负载时的工作情况

在|u2|>E时，才有晶闸管承受正电压，有导通的可能。导通之后，

udEud=u2，id，

R直至|u2|=E，id即降至0使得晶闸管关断，此后ud=E 。

udEOidOb)

aqwtIdwt图2-7 单相桥式全控整流电路接反电动势—电阻负载时的电路及波形

与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度δ停止导电，

E1δ称为停止导电角，sin（2-16）

2U2在a角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。

2-16

2.1.2 单相桥式全控整流电路

如图2-7b所示id波形所示：

udEOidαqwtI电流连续dO电流断续wtb)图2-7b 单相桥式全控整流电路接反电动势—电阻负载时的波形当α< 时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。触发脉冲有足够的宽度，保证当wt=时刻有晶闸管开始承受正电压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于触发角被推迟为。

2-17

2.1.2 单相桥式全控整流电路

负载为直流电动机时，如果出现电流断续，则电动机的机械特性将很软。为了克服此缺点，一般在主电路中直流输出侧串联一个平波电抗器。

uda0q =pEpwtidOwt图2-8单相桥式全控整流电路带反电动势负载串平波电抗器，电流连续的临界情况

这时整流电压ud的波形和负载电流id的波形与阻感负载电流连续时的波形相同，ud的计算公式也一样。为保证电流连续所需的电感量L可由下式求出：

2U23U2L2.8710pwIdminIdmin2（2-17）

2-18

2.1.3 单相全波可控整流电路

单相全波可控整流电路（Single Phase Full Wave

Controlled Rectifier)，又称单相双半波可控整流电路。

udOai1Owtwta)

图2-9单相全波可控整流电路及波形

单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入端看均是基本一致的。

变压器不存在直流磁化的问题。

2-19

2.1.3 单相全波可控整流电路

单相全波与单相全控桥的区别：

单相全波中变压器结构较复杂，材料的消耗多。单相全波只用2个晶闸管，比单相全控桥少2个，相应地，门极驱动电路也少2个；但是晶闸管承受的最大电压是单相全控桥的2倍。

单相全波导电回路只含1个晶闸管，比单相桥少1个，因而管压降也少1个。

从上述后两点考虑，单相全波电路有利于在低输出电压的场合应用。

2-20

2.1.4 单相桥式半控整流电路

电路结构

单相全控桥中，每个导电回路中有2个晶闸管，1个晶闸管可以用二极管代替，从而简化整个电路。如此即成为单相桥式半控整流电路（先不考虑VDR）。

u2b)

OudwtaOidiVTOiVD1iVTOiVD2iVDO3R4IdIdpaIdIdpawtwtwtwt电阻负载

半控电路与全控电路在电阻负载时的工作情况相同。

Oi2OaIdId

wtwt图2-10 单相桥式半控整流电路，有续流二极管，阻感负载时的电路及波形

2-21

2.1.4 单相桥式半控整流电路

单相半控桥带阻感负载的情况

在u2正半周，u2经VT1和VD4向负载供电。

2u2过零变负时，因电感作用电流不再流经变压器二次绕组，而是由VT1和VD2续流。在u2负半周触发角a时刻触发VT3，VT3导通，u2经VT3和VD2向负载供电。

u2过零变正时，VD4导通，VD2关断。VT3和VD4续流，ud又为零。

OudwtaOidiVTOiVD1iVTOiVD2iVDO3R4IdIdpaIdIdpawtwtwtwtOi2OaIdIwtwt图2-10 单相桥式半控整流电路，有续流二极管，阻感负载时的电路及波形

2-22

2.1.4 单相桥式半控整流电路

续流二极管的作用

避免可能发生的失控现象。

若无续流二极管，则当a突然增大至180或触发脉冲丢失时，会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导

通的情况，这使ud成为正弦半波，其平均值保持恒定，称为失控。

有续流二极管VDR时，续流过程由VDR完成，避免了失控的现象。

续流期间导电回路中只有一个管压降，有利于降低损耗。

2-23

2.1.4 单相桥式半控整流电路

单相桥式半控整流电路的另一种接法

图2-5 单相全控桥式带电阻负载时的电路及波形

图2-11 单相桥式半控整流

电路的另一接法

相当于把图2-5a中的VT3和VT4换为二极管VD3和VD4，这样可以省去续流二极管VDR，续流由VD3和VD4来实现。

2-24

2.2 三相可控整流电路

2.2.1 三相半波可控整流电路2.2.2 三相桥式全控整流电路

2-25

2.2 三相可控整流电路·引言

交流测由三相电源供电。

负载容量较大，或要求直流电压脉动较小、容易滤波。

基本的是三相半波可控整流电路，三相桥式全控整流电路应用最广。

2-26

2.2.1 三相半波可控整流电路

1)电阻负载

电路的特点：

变压器二次侧接成星形得到零线，而一次侧接成三角形避免3次谐波流入电网。三个晶闸管分别接入a、b、c三相电源，其阴极连接在一起——共阴极接法。

c)b)

u2a =0uaubucRidOuGOudwt1wt2wt3wtwtd)

OiVT1wt自然换相点：

二极管换相时刻为自然换相点，是各相晶闸管能触发导通的最早时刻，将其作为计算各晶闸管触发角a的起点，即a =0。

e)f)

OVTwtwtuabuac1O图2-12三相半波可控整流电路共阴极接法电阻负载时的电路及a=0时的波形动画演示2-272.2.1 三相半波可控整流电路

a=0时的工作原理分析

变压器二次侧a相绕组和晶闸管VT1的电流波形，变压器二次绕组电流有直流分量。

晶闸管的电压波形，由3段组成。

u2b)

a =0uaubucOwt1uGwt2wt3wtOudOiVT1wta=30的波形（图2-13）

特点：负载电流处于连续和断续之间的临界状态。

wte)f)

uVTO1wtwtuabuacOa>30的情况（图2-14）

特点：负载电流断续，晶闸管导通角小于120。

图2-12 三相半波可控整流电路共阴极接法电阻负载时的电路及a=0时的波形动画演示2-282.2.1 三相半波可控整流电路

整流电压平均值的计算

a≤30时，负载电流连续，有：

1Ud2p3p5pa6a6362U2sinwtd(wt)U2cosa1.17U2cosa2p（2-18）

当a=0时，Ud最大，为UdUd01.17U2。

a>30时，负载电流断续，晶闸管导通角减小，此时有：

1Ud2p3ppa632pp2U2sinwtd(wt)U21cos(a)0.6751cos(a)2p66(2-19)

2-29

2.2.1 三相半波可控整流电路

Ud/U2随a变化的规律如图2-15中的曲线1所示。

1.171.220.8d0.41320306090120150a/(°)图2-15 三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的关系1－电阻负载2－电感负载3－电阻电感负载

2-30

U/U2.2.1 三相半波可控整流电路

负载电流平均值为

Ud（2-20）IdR晶闸管承受的最大反向电压，为变压器二次线电压峰值，

即

URM23U26U22.45U2（2-21）

晶闸管阳极与阴极间的最大正向电压等于变压器二次相电压的峰值，即

UFM2U2（2-22）

2-31

2.2.1 三相半波可控整流电路

2）阻感负载

特点：阻感负载，L值很大，id波形基本平直。

a≤30时：整流电压波形与电阻负载时相同。

a>30时（如a=60时的波形如图2-16所示）。

u2过零时，VT1不关断，直到VT2的脉冲到来，才换流，——ud波形中出现负的部分。id波形有一定的脉动，但为简化分析及定量计算，可将id近似为一条水平线。

uduaubucOiaawtibOicOidOO阻感负载时的移相范围为图2-16三相半波可控整流电路，阻动画演示感负载时的电路及a=60时的波形90。

2-32Ouacwtwtwtwtwt2.2.1 三相半波可控整流电路

数量关系

由于负载电流连续，Ud可由式（2-18）求出，即

UdUd01.17U2Ud/U2与a成余弦关系，如图2-15中的曲线2所示。如果负载中的电感量不是很大，Ud/U2与a的关系将介于曲线1和2之间，曲线3给出了这种情况的一个例子。

1.21.17Ud/U20.80.420306090a/(°)12015013图2-15 三相半波可控整流电路

Ud/U2随a变化的关系

1－电阻负载2－电感负载3－电阻电感负载

2-33

2.2.1 三相半波可控整流电路

变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为

I2IVT晶闸管的额定电流为

1Id0.577Id3（2-23）

IVT(AV)晶闸管最大正、反向电压峰值均为变压器二次线电压峰值

IVT0.368Id1.57（2-24）

UFMURM2.45U2（2-25）

三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流中含有直流分量，为此其应用较少。

2-34

2.2.2 三相桥式全控整流电路

三相桥是应用最为广泛的整流电路共阴极组——阴极连接在一起的3个晶闸管（VT1，VT3，VT5）导通顺序：VT1－VT2－VT3－VT4－VT5－VT6图2-17 三相桥式全控整流电路原理图共阳极组——阳极连接在一起的3个晶闸管（VT4，VT6，VT2）2-35

2.2.2 三相桥式全控整流电路

1）带电阻负载时的工作情况

当a≤60时，ud波形均连续，对于电阻负载，id波形与ud波形形状一样，也连续

波形图：a=0

（图2－18）

a=30（图2－19）a=60（图2－20）

当a>60时，ud波形每60中有一段为零，ud波形不能出现负值

波形图：a=90（图2－21）

带电阻负载时三相桥式全控整流电路a角的移相范围是120

2-36

2.2.2 三相桥式全控整流电路

晶闸管及输出整流电压的情况如表2－1所示

时段IVT1VT6ua-ub=uabIIVT1VT2ua-uc=uacIIIVT3VT2ub-uc=ubcIVVT3VT4ub-ua=ubaVVT5VT4uc-ua=ucaVIVT5VT6uc-ub=ucb共阴极组中导通的晶闸管共阳极组中导通的晶闸管整流输出电压ud请参照图2－18

2-37

2.2.2 三相桥式全控整流电路

三相桥式全控整流电路的特点

（1）2管同时通形成供电回路，其中

共阴极组和共阳极组各1，且不能为同1相器件。（2）对触发脉冲的要求：

按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60。共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120，共阳极组

VT4、VT6、VT2也依次差120。

同一相的上下两个桥臂，即VT1与VT4，VT3与VT6，VT5与VT2，脉冲相差180。

2-38

2.2.2 三相桥式全控整流电路

三相桥式全控整流电路的特点

（3）ud一周期脉动6次，每次脉动的波形都一样，故该

电路为6脉波整流电路。

（4）需保证同时导通的2个晶闸管均有脉冲

可采用两种方法：一种是宽脉冲触发

一种是双脉冲触发（常用）

(5）晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同，晶闸管

承受最大正、反向电压的关系也相同。

2-39

2.2.2 三相桥式全控整流电路

2)阻感负载时的工作情况

a≤60时（a=0图2－22；a=30图2－23）

ud波形连续，工作情况与带电阻负载时十分相似。

主要包括

各晶闸管的通断情况输出整流电压ud波形晶闸管承受的电压波形

区别在于：得到的负载电流id波形不同。

当电感足够大的时候，id的波形可近似为一条水平线。

a>60时（a=90图2－24）

阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同。

电阻负载时，ud波形不会出现负的部分。阻感负载时，ud波形会出现负的部分。

带阻感负载时，三相桥式全控整流电路的a角移相范围为90。

2-40

2.2.2 三相桥式全控整流电路

3)定量分析

当整流输出电压连续时（即带阻感负载时，或带电阻负载a≤60时）的平均值为：

Ud1pp2pa3a（2-26）6U2sinwtd(wt)2.34U2cosa3带电阻负载且a >60时，整流电压平均值为：

Ud33ppp3ap6U2sinwtd(wt)2.34U21cos(a)（2-27）

3输出电流平均值为：Id=Ud /R

2-41

2.2.2 三相桥式全控整流电路

当整流变压器为图2-17中所示采用星形接法，带阻感负载时，变压器二次侧电流波形如图2-23中所示，其有效值为：

I212p2222Idp(Id)p332Id0.816Id3（2-28）

晶闸管电压、电流等的定量分析与三相半波时一致。

接反电势阻感负载时，在负载电流连续的情况下，电路工作情况与电感性负载时相似，电路中各处电压、电流波形均相同。

仅在计算Id时有所不同，接反电势阻感负载时的Id为：

IdUdER（2-29）

式中R和E分别为负载中的电阻值和反电动势的值。

2-42

2.3变压器漏感对整流电路的影响

考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响，该漏感可用一个集中的电感LB表示。现以三相半波为例，然后将其结论推广。

VT1换相至VT2的过程：

因a、b两相均有漏感，故ia、ib均不能突变。于是VT1和VT2同时导通，相当于将a、b两相短路，在两相组成的回路中产生环流ik。

ik=ib是逐渐增大的，

而ia=Id-ik是逐渐减小的。

当ik增大到等于Id时，ia=0，VT1关断,换流过程结束。

udauaubucOidicOiaibiciaIdwtgwt图2-25考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形

2-43

2.3变压器漏感对整流电路的影响

换相重叠角——换相过程持续的时间，用电角度g表示。换相过程中，整流电压ud为同时导通的两个晶闸管所对应的两个相电压的平均值。

dikdikuaubuduaLBubLBdtdt2（2-30）

换相压降——与不考虑变压器漏感时相比，ud平均值

降低的多少。

1Ud5pa2p/3632pag5p6dik3(ubud)d(wt)5p[ub(ubLB)]d(wt)2pa6dtag5p6aag5p65p6dik3LBd(wt)dt2pId03wLBdikXBId2p（2-31）

2-44

2.3变压器漏感对整流电路的影响

换相重叠角g的计算

dik(ubua)2LBdt5p6U2sin(wt)62LB（2-32）

由上式得：

dik6U25psin(wt)dwt2XB6（2-33）

进而得出：

ikwt5p6a6U26U25p5psin(wt)d(wt)[cosacos(wt)]2XB62XB6（2-34）

2-45

2.3变压器漏感对整流电路的影响

由上述推导过程，已经求得：

wt6U26U25p5pik5psin(wt)d(wt)[cosacos(wt)]a62XB662XB5p当wtag时，ikId，于是

Id6U2[cosacos(ag)]2XB2XBIdcosacos(ag)6U26（2-35）（2-36）

g 随其它参数变化的规律：（1）Id越大则g 越大；（2）XB越大g 越大；

（3）当a≤90时，a越小g 越大。

2-46

2.3变压器漏感对整流电路的影响

变压器漏抗对各种整流电路的影响

表2-2各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算

电路形式单相全波XB单相全控桥2XBUdpIdp2U2Id三相半波3XBId2p2XBId6U2三相全控桥3XBm脉波整流电路mXB①Id2pIdXB2U2sin②pIdcosacos(ag)IdXB2U22IdXB2XBId6U2pm注：①单相全控桥电路中，环流ik是从-Id变为Id。本表所

列通用公式不适用；②三相桥等效为相电压等于的6脉波整流电路，3U32U2故其m=6，相电压按3U23U2代入。

2-47

2.3变压器漏感对整流电路的影响

变压器漏感对整流电路影响的一些结论:

出现换相重叠角g，整流输出电压平均值Ud降低。整流电路的工作状态增多。

晶闸管的di/dt 减小，有利于晶闸管的安全开通。有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的di/dt。换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的du/dt，可能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。

换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。

2-48

2.4电容滤波的不可控整流电路

2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路

2-49

2.4电容滤波的不可控整流电路

在交—直—交变频器、不间断电源、开关电源等应用场合中，大量应用。

最常用的是单相桥和三相桥两种接法。

由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也称这类电路为二极管整流电路。

2-50

2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路

常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中。

1）工作原理及波形分析

基本工作过程：

在u2正半周过零点至wt=0期间，因u2至wt=0之后，u2将要超过ud，使得VD1和VD4开通，ud=u2，交流电源向电容充电，同时向负载R供电。

idVD1i2u1

u2VD2VD3iCiRCR

0i,udiudud+qp2pwtVD4a)

b)

图2-26电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形

a) 电路b) 波形

2-51

2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路

2)主要的数量关系

输出电压平均值

空载时，Ud2U2。

重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。在设计时根据负载的情况选择电容C值，使RC(3~5)T/2,此时输出电压为：Ud≈1.2U2。（2-46）

电流平均值

输出电流平均值IR为：二极管电流iD平均值为：

二极管承受的电压

IR=Ud/R（2-47）

（2-48）Id=IR

ID=Id/2=IR/2（2-49）

2U22-52

2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路

感容滤波的二极管整流电路

实际应用为此情况，但分析复杂。

ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。

i2,u2,udu2i2ud0qpwta)

图2-29感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形

a）电路图b）波形

2-53

2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路

1）基本原理

某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规律下降。

uduabuuacdia0qp3pwtidOa)

wt图2-30电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形

2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路

由“电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在wt+d =2p/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有

d[6U2sin(wt+q)]d(wt)2pwt+=312p[wt-(-)]2pwRC3d6U2sine3d(wt)（2-50）

wt+=2p3由上式可得

电流id断续和连续的临界条件wRC=33在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是R= /3wC。aaOidOa)

wtOidwtwtOb)

wt图2-31电容滤波的三相桥式整流电路当wRC等于和小于3时的电流波形

a）wRC=3b）wRC<32-55

2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路

考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况：

电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。

iaOb)wtiaOwtc)

图2-32考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形

a）电路原理图b）轻载时的交流侧电流波形

c）重载时的交流侧电流波形

2-56

2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路

2)主要数量关系

（1）输出电压平均值

（2）（3）Ud在（2.34U2~2.45U2）之间变化

电流平均值

输出电流平均值IR为：

IR=Ud/R

（2-51）与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，

因此：Id=IR（2-52）二极管电流平均值为Id的1/3，即：

二极管承受的电压

ID= Id/ 3=IR/ 3

（2-53）

二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为6U2。

2-57

2.5 整流电路的谐波和功率因数

2.5.1谐波和无功功率分析基础

2.5.2带阻感负载时可控整流电路交流侧

谐波和功率因数分析

2.5.3电容滤波的不可控整流电路交流侧

谐波和功率因数分析

2.5.4整流输出电压和电流的谐波分析

2-58

2.5 整流电路的谐波和功率因数·引言

随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带来的谐波(harmonics)和无功(reactive power)问题日益严重，引起了关注。无功的危害：

导致设备容量增加。

谐波的危害：

降低设备的效率。

使设备和线路的损耗增加。

线路压降增大，冲击性负载使电压剧烈波动。

影响用电设备的正常工作。引起电网局部的谐振，使谐波放大，加剧危害。

导致继电保护和自动装臵的误动作。

对通信系统造成干扰。

2-59

2.5.1谐波和无功功率分析基础

1）谐波

正弦波电压可表示为：为傅里叶级数：

基波（fundamental）——频率与工频相同的分量谐波——频率为基波频率大于1整数倍的分量谐波次数——谐波频率和基波频率的整数比

n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示

u(t)2Usin(wtju)对于非正弦波电压，满足狄里赫利条件，可分解

电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为

InHRIn100%I1（2-57）（2-58）

2-60

IhTHDi100%I12.5.1谐波和无功功率分析基础

2）功率因数

正弦电路中的情况

电路的有功功率就是其平均功率：

视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI无功功率定义为：

Q=U I sinj1P2p2p0uid(wt)UIcosj（2-59）（2-60）（2-61）

功率因数l 定义为有功功率P和视在功率S的比值：

l此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关

222（2-63）系：SPQPS（2-62）

功率因数是由电压和电流的相位差j 决定的：l =cos j（2-）

2-61

2.5.1谐波和无功功率分析基础

非正弦电路中的情况

有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功

率因数仍由式lP定义。

不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况有很大的实际意义。

S非正弦电路的有功功率：P=U I1cosj1 （2-65）

UIcosjIP11功率因数为：l1cosj1cosj1（2-66）SUII基波因数——n =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比位移因数（基波功率因数）——cosj 1

功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因素共

同决定的。

2-62

2.5.1谐波和无功功率分析基础

非正弦电路的无功功率

定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。一种简单的定义是仿照式（2-63）给出的：

QSP22（2-67）

无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。也可仿照式（2-61）定义无功功率，为和式（2-67）区别，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Q f=U I 1sinj1 (2-68）

222在非正弦情况下，SPQ，因此引入畸变功率D，使得：

fSPQD222f2（2-69）

Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。

2-63

2.5.2带阻感负载时可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析

1)单相桥式全控整流电路

忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感L为足够大（电流i2的波形见图2-6）i2d11i2Id(sinwtsin3wtsin5wtL)p35（2-72）

41Idsinnwt2Insinnwtpn1,3,5,Lnn1,3,5,L4Owt变压器二次侧电流谐波分析：

In22Idnpn=1,3,5,…

（2-73）

•电流中仅含奇次谐波。

•各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。

2.5.2带阻感负载时可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析

功率因数计算

基波电流有效值为

I122i2的有效值I=Id，结合式（2-74）可得基波因数为

pId（2-74）

电流基波与电压的相位差就等于控制角a，故位移因数为

I1220.9Ip（2-75）

l1cosj1cosa所以，功率因数为

（2-76）

I122ll1cosj1cosa0.9cosa（2-77）

Ip2-65

2.5.2带阻感负载时可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析

2）三相桥式全控整流电路

阻感负载，忽略换相过程和电流脉动，直流电感L为足够大。以a=30为例，此时，电流为正负半周各120的方波，其有效值与直流电流的关系为：

I2Id（2-78）3ud1a = 30u°aubucOwt1ud2udⅠⅡⅢuⅣuⅤuⅥuuuuuabacbcbacacbabacwtOwtidIOiaOwt2Id3（2-78）wt图2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载a=30时的波形

2-66

2.5.2带阻感负载时可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析

变压器二次侧电流谐波分析：

电流基波和各次谐波有效值分别为

6IdI1p6IId,nnpn6k1,k1,2,3,（2-80）

电流中仅含6k1（k为正整数）次谐波。

各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。

功率因数计算

基波因数：位移因数仍为：

I130.955Ip（2-81）（2-82）

l1cosj1cosa功率因数为：ll1I1cosj13cosa0.955cosa（2-83）Ip2-67

2.5.3电容滤波的不可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析

1) 单相桥式不可控整流电路

实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。

电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律：

谐波次数为奇次。

谐波次数越高，谐波幅值越小。谐波与基波的关系是不固定的。

wLC越大，则谐波越小。

关于功率因数的结论如下：

位移因数接近1，轻载超前，重载滞后。谐波大小受负载和滤波电感的影响。

2-68

2.5.3电容滤波的不可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析

2)三相桥式不可控整流电路

实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。

交流侧谐波组成有如下规律：

谐波次数为6k±1次，k=1，2，3…。谐波次数越高，谐波幅值越小。谐波与基波的关系是不固定的。

关于功率因数的结论如下：

位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近1。随负载加重（wRC的减小），总的功率因数提高；同时，随滤波电感加大，总功率因数也提高。

2-69

2.5.4整流输出电压和电流的谐波分析

整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。

a=0时，m脉波整流电路的整

1流电压和整流电流的谐波分析。00..98ud整流输出电压谐波分析整流输出电流谐波分析

10.82U2ppmOm2pm图2-33wt详见书P72

图2-33a =0时，m脉波整流电路的整流电压波形

2-70

2.5.4整流输出电压和电流的谐波分析

a=0时整流电压、电流中的谐波有如下规律：

m脉波整流电压ud0的谐波次数为mk（k=1，2，3...）次，即m的倍数次；整流电流的谐波由整流电压的谐波决定，也为mk次。

当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减小，表明最低次（m次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相对较少；当负载中有电感时，负载电流谐波幅值dn的减小

更为迅速。

m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压纹波因数迅速下降。

2-71

2.5.4整流输出电压和电流的谐波分析

a不为0时的情况：

整流电压谐波的一般表达式十分复杂，下面只说明谐波电压与a角的关系。以n为参变量，n次谐波幅值对a2U2L0.30.20.1cnn=6的关系如图2-34所示：

当a从0~90变化时，ud的谐波幅值随a增大而增大，a=90时谐波幅值最大。

n=12n=180306090120150180)a/(°a从90~180之间电路工作于有

源逆变工作状态，ud的谐波幅值

随a增大而减小。

图2-34三相全控桥电流连续时，以n为参变量的与a的关系

2-72

2.6大功率可控整流电路

2.6.1带平衡电抗器的双反星形

可控整流电路

2.6.2多重化整流电路

2-73

2.6大功率可控整流电路·引言

带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：

适用于低电压、大电流的场合。

多重化整流电路的特点：

在采用相同器件时可达到更大的功率。

可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。

2-74

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

电路结构的特点

二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路。

二次侧两绕组的极性相反可消

除铁芯的直流磁化。

平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电。

与三相桥式电路相比，双反星形电路的输出电流可大一倍。

图2-35带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

2-75

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势

如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。

ud1uaubucOiaO1I2d1I6duc'wtud2ua''ubuc'wtOia'O1I2d1I6dwtwt图2-36双反星形电路，a=0时两组整流电压、电流波形

2-76

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

接平衡电抗器的原因：

当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。

两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。该电压加在Lp上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流。

为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便环流在负载额定电流的1%～2%以内。

2-77

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路：

只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为60o，平均电流为Id/6。

当α=0o时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。

平衡电抗器的作用：

使得两组三相半波整流电路同时导电。

对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。

2-78

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的u,uuuuuuuu原理分析：

d1'd2ba'cb'ac'b平衡电抗器Lp承担了n1、n2间的

电位差，它补偿了ub′和ua的电动势差，使得ub′和ua两相的晶闸管能同时导电。

在流经LP时，LP上要感应一电动势up，其方向是要阻止电流增大。可导出Lp两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：

upud2ud1a)

t1Owup°60wtb)

wt1时，ub′>ua，VT6导通，此电流

Owt°360图2-37平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形

（2-97）（2-98）

图2-38平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况

111udud2upud1Up(ud1ud2)2222-79

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

原理分析(续)：

虽然ud1ud2，但由于Lp的平衡作用，使得晶闸管VT6和VT1同时导通。

时间推迟至ub′与ua的交点时，ub′=ua，up。0'uu'uu'uu'ud1,ud2ubacbacba)

t1Owup°60wtb)

Owt之后ub′要减小，但Lp有阻止此电流减小的作用，up的极性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6继续导电。直到uc′>ub′，电流才从VT6换至VT2。此时VT1、VT2同时导电。每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。

°360图2-37平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形

图2-38平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况

2-80

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

由上述分析以可得：

平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图2-37 a。

111udud2upud1Up(ud1ud2)222u''d1,ud2（2-98）

谐波分析

分析详见P75-P76。

ud中的谐波分量比直流分量

要小得多，且最低次谐波为六次谐波。

'uu'ubuaucubuacbt1Ow°60wtupb)

Owt°360图2-37平衡电抗器作用下输出电压

的波形和平衡电抗器上电压的波形

直流平均电压为：Ud01.17U22-81

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

a=30、a=60和a=90时输出电压的波形分析

分析输出波形时，可先求出ud1做出波形(ud1+ud2)/2。

。uda30uu'acubua'uc'ub和ud2波形，然后根据式（2-98）Ouda60。'ucwtubua'uc'ub输出电压波形与三相半波电路

比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，f=300Hz。电感负载情况下，移相范围是90。

电阻负载情况下，移相范围为120。

Ouda90。u'cwtub'uauc'ubOwt图2-39 当a=30、60、90时，

双反星形电路的输出电压波形

2-82

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为:

Ud=1.17U2 cosa将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：

三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。

当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是单相桥的2倍。

两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一

样，ud和id的波形形状一样。

2-83

2.6.2多重化整流电路

概述：

整流装臵功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。

原理：

按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路进行组合得到。

目标：

移项多重联结减少交流侧输入电流谐波，串联多重整流电路采用顺序控制可提高功率因数。

2-84

2.6.2多重化整流电路

1)移相多重联结

有并联多重联结和串联多重联结。

可减少输入电流谐波，减小输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小平波电抗器。

使用平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。2个三相桥并联而成的12脉波整流电路。

图2-40并联多重联结的12脉波

整流电路

2-85

2.6.2多重化整流电路

移相30构成的串联2重联结电路

整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30、大小相等的两组电压。

该电路为12脉波整流电路。

ia1星形a)

Id0ia2iab21I3d23I3d180°2I3d360°wtb)

Id0'iab2wt3I3dc)

0iAwt(1+233)Idd)

03I3d(1+33)Idwt三角形图2-41移相30串联2重联结电路

图2-42移相30串联2重联结

电路电流波形

2-86

2.6.2多重化整流电路

iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下：

Im1Imn43pId(单桥时为23pId)（2-103）（2-104）

143Idnpn12k1,k1,2,3,即输入电流谐波次数为12k±1，其幅值与次数成反比而降低。

该电路的其他特性如下：

直流输出电压Ud66U2cosαp位移因数cosj1=cosa（单桥时相同）功率因数l=cosj1=0.9886cosa2-87

2.6.2多重化整流电路

利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20，可将三组桥构成串联3重联结电路：

整流变压器采用星形三角形组合无法移相20，需采用曲折接法。

整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路。

交流侧输入电流谐波更少，为18k±1次（k=1,2,3…），ud的脉动也更小。

输入位移因数和功率因数分别为：

cosj1=cosal=0.9949cosa2-88

2.6.2多重化整流电路

将整流变压器的二次绕组移相15，可构成串联4重联结电路：

为24脉波整流电路。

其交流侧输入电流谐波次为24k±1，k=1，2，3…。

输入位移因数功率因数分别为：

cosj1=cosal=0.9971cosa采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。

2.6.2多重化整流电路

2)多重联结电路的顺序控制

只对一个桥的a角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。

或者不工作而使该桥输出直流电压为零。或者a=0而使该桥输出电压最大。

根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依

次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。不能降低输入电流谐波，但是总功率因数可以提高。我国电气机车的整流器大多为这种方式。

2-90

2.6.2多重化整流电路

3重晶闸管整流桥顺序控制

控制过程可详见教材P78。

从电流i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。

udOap+ab)

i2IdId图2-43单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形

2-91

2.7整流电路的有源逆变工作状态

2.7.1逆变的概念

2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态

2.7.3逆变失败与最小逆变角的

2-92

2.7.1逆变的概念

1)什么是逆变？为什么要逆变？

逆变（Invertion）——把直流电转变成交流电，整流的逆过程。

逆变电路——把直流电逆变成交流电的电路。

有源逆变电路——交流侧和电网连结。

应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调速以及高压直流输电等。

无源逆变电路——变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载，将在第5章介绍。

对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路。

2-93

2.7.1逆变的概念

2) 直流发电机—电动机系统电能的流转

电路过程分析。

两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。

图2-44 直流发电机—电动机之间电能的流转

a）两电动势同极性EG>EM

b）两电动势同极性EM >EGc）两电动势反极性，形成短路

2-94

2.7.1逆变的概念

3)逆变产生的条件

单相全波电路代替上述发电机

交流电网输出电功率

udau10u20u10Ud>EM

udu10u20u10Oid=iVT +iVT1wtOidOb)

wtUd图2-45单相全波电路的整流和逆变

电动机输出电功率

2-95

2.7.1逆变的概念

从上述分析中，可以归纳出产生逆变的条件

有二：

有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压。晶闸管的控制角a>

p/2，使Ud为负值。

半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。欲实现有源逆变，只能采用全控电路。

2-96

2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态

逆变和整流的区别：控制角a不同

0p/2可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等各项问题。

把a>p/2时的控制角用pa=b表示，b称为逆变角。逆变角b和控制角a的计量方向相反，其大小自b=0的起始点向左方计量。

2-97

2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态

三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图2-46所示。

u2uaubucuaubucuaubucuaubOwtb =p3b =p4ucbuabuacubcubaucab =p6ucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcuduabuacubcubaucawt1wt2wt3Owtb =p3b =p4b =p6图2-46三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形

2-98

2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态

有源逆变状态时各电量的计算：

Ud2.34U2cosb1.35U2cosb（2-105）

UER输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即Id每个晶闸管导通2p/3，故流过晶闸管的电流有效值为：

IdIVT0.577Id（2-106）

3从交流电源送到直流侧负载的有功功率为：

PdRIEMId2d（2-107）

当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值，表示功率由直流电源输送到交流电源。

在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为：

I22IVT2Id0.816Id3（2-108）

2-99

2.7.3逆变失败与最小逆变角的

逆变失败（逆变）

逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，形成很大短路电流。

1) 逆变失败的原因

触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相。

晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。交流电源缺相或突然消失。换相的裕量角不足，引起换相失败。

2-100

2.7.3逆变失败与最小逆变角的

换相重叠角的影响：

当b >g 时，换相结束时，晶闸管能承受反压而关断。uduaubucuaubOpwtb gaidOiVT2bgb g3bgiVT2iVTiVT1iVT3wt图2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响如果b 2.7.3逆变失败与最小逆变角的

2)确定最小逆变角bmin的依据

逆变时允许采用的最小逆变角b应等于

bmin= +g+q′

（2-109）

 ——晶闸管的关断时间tq折合的电角度

tq大的可达200~300ms，折算到电角度约4~5。

g ——换相重叠角

随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。

q′——安全裕量角

主要针对脉冲不对称程度（一般可达5）。值约取为10。

2-102

2.7.3逆变失败与最小逆变角的

g ——换相重叠角的确定：

1)查阅有关手册

举例如下：

整流电压整流电流变压器容量短路电压比Uk%220V

800A

240kV。A

g15~20

2)参照整流时g 的计算方法

cosacos(ag)IdXB2U2sinIdXB2U2sinpm（2-110）

根据逆变工作时apb，并设bg，上式可改写成

cosg1pm（2-111）

这样，bmin一般取30~35。

2-103

2.8 晶闸管直流电动机系统

2.8.1工作于整流状态时2.8.2工作于有源逆变状态时2.8.3直流可逆电力拖动系统

2-104

2.8 晶闸管直流电动机系统·引言

晶闸管直流电动机系统——晶闸管可控整流装

臵带直流电动机负载组成的系统。

是电力拖动系统中主要的一种。是可控整流装臵的主要用途之一。

对该系统的研究包括两个方面：

其一是在带电动机负载时整流电路的工作情况。

其二是由整流电路供电时电动机的工作情况。本节主要从第二个方面进行分析。

2-105

2.8.1工作于整流状态时

uduaubucudUdE整流电路接反电动势负载时，负载电流断续，对整流电路和电动机的工作都很不利。通常在电枢回路串联一平波电抗器，保证整流电流在较大范围内连续，如图2-48。

idROwtaidiciaibicOwt图2-48三相半波带电动机负载且加平波电抗器时的电压电流波形

2-106

2.8.1工作于整流状态时

（2-112）

此时，整流电路直流电压的平衡方程为

UdEMRIdU3XB式中，RRBRM2p。

EM为电动机的反电动势

RId负载平均电流Id所引起的各种电压降，包括：–变压器的电阻压降IdRB–电枢电阻压降IdRM–由重叠角引起的电压降3XBId(2p)U晶闸管本身的管压降，它基本上是一恒值。

系统的两种工作状态：电流连续工作状态

电流断续工作状态

2-107

2.8.1工作于整流状态时

1)电流连续时电动机的机械特性

在电机学中，已知直流电动机的反电动势为

（2-113）EMCen可根据整流电路电压平衡方程式（2-112），得

EM1.17U2cosaRIdU（2-114）

转速与电流的机械特性关系式为

1.17U2cosaRIdUnCeCen（2-115）其机械特性是一组平行的直线，其斜率由于内阻不一定相同而稍有差异。调节a角，即可调节电动机的转速。

O3XBId(R+R+ )BM2pCea1a2a3Ida12-108

2.8.1工作于整流状态时

2)电流断续时电动机的机械特性

当负载减小时，平波电抗器中的电感储能减小，致使电流不再连续，此时其机械特性也就呈现出非线性。

当Id减小至某一定值Id min以后，电流变为断续，这个E0是不存在的，真正的理想空载点远大于此值。Ea60电动机的实际空载反电动势都

是

2U2。

E0( 2U2)断续区特性的近似直线aE0'60时为：2U2cos(ap3)。(0.585U2)Idmin断续区连续区主电路电感足够大，可以只考虑电流连续

O段，完全按线性处理。

当低速轻载时，可改用另一段较陡的特性

来近似处理，等效电阻要大一个数量级。

Id图2-50电流断续时电动势的特性曲线

2-109

2.8.1工作于整流状态时

EE0( 2U2)E0'(0.585U2)Idmin断续区特性的近似直线电流断续时电动机机械特性

的特点：

电流断续时理想空载转速抬高。机械特性变软，即负载电流变化

OEE0断续区连续区Id图2-50电流断续时电动势的特性曲线

分界线很小也可引起很大的转速变化。随着a的增加，进入断续区的电流值加大。

a1a2a3a4a5断续区连续区O图2-51考虑电流断续时不同a 时反电动势的特性曲线a1 a 4>60

2-110

2.8.2 工作于有源逆变状态时

1)电流连续时电动机的机械特性

电流连续时的机械特性由UdEMIdR决定的。

EM反接，得逆变时由于UdUd0cosb，

EM(Ud0cosbIdR)（2-122)

因为EM=Cen，可求得电动机的机械特性方程式

1n(Ud0cosbIdR)（2-123)

Cn反组变流器e正组变流器b '增大方向a 增大方向b 增大方向Idb'1b'2b'3b'4a1a2a3a4a =b =p2a '=b '=p2a '增大方向a'4a'3a'2a'1b4b3b2b1a1=b '1;a '1=b1a2=b '2;a '2=b2图2-52电动机在四象限中的机械特性2-111

2.8.2 工作于有源逆变状态时

2)电流断续时电动机的机械特性

可沿用整流时电流断续的机械特性表达式，把apb代入式（2-117）、式（2-118）和式（2-119），便可得EM、n与Id的表达式。三相半波电路为例：

7p7pqctanjsin(bqj)sin(bj)e66EM2U2cosjqctanj1e(2-124)

7p7psin(bqj)sin(bj)eqctanjEM2U2cosj66(2-125)nqctanjCeCeeCe32U27p7pId[cos(b)cos(bq)qn]2pZcosj662U2(2-126)

2-112

2.8.2 工作于有源逆变状态时

逆变电流断续时电动机的机械特性，与整流时十分相似：

b '增大方向a 增大方向b 增大方向Id理想空载转速上翘很多，机械特性变软，且呈现非线性。逆变状态的机械特性是整流状态的延续。

纵观控制角a变化时，机械特性得变化。

反组变流器n正组变流器b'1b'2b'3b'4a1a2a3a4a =b =p2a '=b '=p2a '增大方向a'4a'3a'2a'1a1=b '1;a '1=b1a2=b '2;a '2=b2b4b3b2b1第1、4象限中和第3、2象限中的特性是分别属于两组变流器的，它们输出整流电压的极性彼此相反，故分别标以正组和反组变流器。

图2-53a与b是两组反并联的可逆电路a三相半波有环流接线

b三相全控桥无环流

接线

c对应电动机四象限运行时两组变流器工作情况

图2-53两组变流器的反并联可逆线路

2-114

2.8.3直流可逆电力拖动系统

两套变流装臵反并联连接的可逆电路的相关概念和结论：

环流是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流。正向运行时由正组变流器供电；反向运行时，则由反组变流器供电。

根据对环流的处理方法，反并联可逆电路又可分为不同的控制方案，如配合控制有环流（ab）、可控环流、逻辑控制无环流和错位控制无环流等。电动机都可四象限运行。

可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其工作状态：整流或逆变。

2-115

2.8.3直流可逆电力拖动系统

直流可逆拖动系统，除能方便地实现正反转外，还能实现电动机的回馈制动。

电动机反向过程分析：详见P

ab配合控制的有环流可逆系统

对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证a=b的配合控制关系。

假设正组为整流，反组为逆变，即有a Pb N，UdaP=UdbN，且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。

但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。串入环流电抗器LC环流。

只有一组桥投入工作（另一组关断），两组桥之间不存在环流。

两组桥之间的切换过程：

首先应使已导通桥的晶闸管断流，要妥当处理使主回路电流变为零，使原导通晶闸管恢复阻断能力。随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通。这种无环流可逆系统中，变流器之间的切换过程由逻辑单元控制，称为逻辑控制无环流系统。

直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电力拖动自动控制系统”中进一步分析讨论。

2-117

2.9相控电路的驱动控制

2.9.1同步信号为锯齿波的触发电路2.9.2集成触发器2.9.3触发电路的定相

晶闸管可控整流电路，通过控制触发角a的大小即控制触发

脉冲起始相位来控制输出电压大小。

采用晶闸管相控方式时的交流电力变换电路和交交变频电路（第4章）。

相控电路的驱动控制

为保证相控电路正常工作，很重要的是应保证按触发角a的大小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。晶闸管相控电路，习惯称为触发电路。

大、中功率的变流器广泛应用的是晶体管触发电路，其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。

2-119

2.9.1同步信号为锯齿波的触发电路

输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通的电路），也可为单窄脉冲。

三个基本环节：脉冲的形成与放大、锯齿波的形成和脉冲移相、同步环节。此外，还有强触发和双窄脉冲形成环节。

图2- 同步信号为锯齿波的触发电路

2-120

2.9.1同步信号为锯齿波的触发电路

R151)脉冲形成环节+15VVD11~VD14220VRP2VSR3V1I1cR4V2C1R2V3C2R5R7R8upRP1uco-15VXY-15V36VC7+C6VD7BVD15TPVD8+15VV4、V5 —脉冲形成V7、V8 —脉冲放大控制电压uco加在V4基极上

TSRR9AVD4R6R11C3R12R13V5R14VD9C5V7R16R18R1R10V4R17C3VD10V6VD6VD1VD2QutsV8VD5接封锁信号图2- 同步信号为锯齿波的触发电路

脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3有关。

电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组接在V8集电极电路中。

2-121

2.9.1同步信号为锯齿波的触发电路

2)锯齿波的形成和脉冲移相环节

锯齿波电压形成的方案较多，如采用路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。

自举式电图2-同步信号为锯齿波的触发电路

恒流源电路方案，由V1、V2、VVS、RP3和C2等元件组成

同步——要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。

锯齿波是由开关V2管来控制的。

V2开关的频率就是锯齿波的频率——由同步变压器所接的交流电压决定。

V2由导通变截止期间产生锯齿波——锯齿波起点基本就是同步电压由正变负的过零点。

V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度——取决于充电时间

当V5、V6都导通时，V7、V8都截止，没有脉冲输出。只要V5、V6有一个截止，都会使V7、V8导通，有脉冲输出。第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角a产生。隔60的第二个脉冲是由滞后60相位的后一相触发单元产生（通过V6）。

三相桥式全控整流电路的情况(自学)

2-124

2.9.2集成触发器

可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。

晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路。

KJ004

与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节。

R12R1R3R4R6R7R8VS1VS2VS3V1VS4R5V4V18V19V5VD1V2R2V3VS53RP1R24ub4C1R26R25ucoR27911C21213R28R10V20R19V6R13R11R14V17VD2R15V9V10V11116+15VVD5VD4VD6VD3R208RP4us7VS6R16R18VS7V8R17V7VD7VS8R2014+15VVS9V12R22V14R21V13V15V16155+15VR23图2-56 KJ004电路原理图

2-125

2.9.2集成触发器

完整的三相全控桥触发电路

3个KJ004集成块和1个KJ041集成块，可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大即可。

usausbusc-15VR19RRR1320R21Ru1415coRP4RP1R1RPRPRPuRPp652R32R3R16R7R4R17R8R5RR9R6C4CC1856710C1710C2710C61161161134401250125000124J0134J134JK3143KK13C14314215215215R7R10C8R11C912116116116+15V(1~ 6脚为6路单脉冲输入)12345678KJ0416321011111119(15~10脚为6路双脉冲输出)至VT1至VT2至VT3至VT4至VT5至VT6图2-57三相全控桥整流电路的集成触发电路

2-126

2.9.2集成触发器

KJ041内部是由12个二极管构成的6个或门。也有厂家生产了将图2-57全部电路集成的集成块，但目前应用还不多。模拟与数字触发电路

以上触发电路为模拟的，优点：结构简单、可靠；缺点：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高，

可达3~4，精度低。

数字触发电路：脉冲对称度很好，如基于8位单片机的数字触发器精度可达0.7~1.5。

2-127

2.9.3触发电路的定相

触发电路的定相——触发电路应保证每个晶闸管触发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定、正确的相位关系。措施：

同步变压器原边接入为主电路供电的电网，保证频率一致。触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的关系。

u2uaubucOwt1-ua

wt2wt图2-58三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图

2-128

2.9.3触发电路的定相

变压器接法：主电路整流变压器为D,y-11联结，同步变压器为D,y-11,5联结。

uAuBuCUABUaUsaTRD,y 11uaubTSD,y 5-11uc- usa- usc- usb- usb- usa- uscUcUsc-Usa-UscUsbUb-Usb图2-59同步变压器和整流变压器的接法及矢量图

表2-4三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用图2-59变压器接法时）

同步电压

-usa

+usc-usb+usa-usc+usb

为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰，可对同步电压进行R-C滤波，当R-C滤波器滞后角为60时，同步电压选取结果如表2-5所示。

表2-5三相桥各晶闸管的同步电压（有R-C滤波滞后60）

1)可控整流电路，重点掌握：电力电子电路作为分段线

性电路进行分析的基本思想、单相全控桥式整流电路

和三相全控桥式整流电路的原理分析与计算、各种负载对整流电路工作情况的影响；

2)电容滤波的不可控整流电路的工作情况，重点了解其

工作特点；

3)与整流电路相关的一些问题，包括：

(1)变压器漏抗对整流电路的影响，重点建立换相压降、重叠角等概念，并掌握相关的计算，熟悉漏抗对整流电路工作情况的影响。(2)整流电路的谐波和功率因数分析，重点掌握谐波的概念、各种整流电路产生谐波情况的定性分析，功率因数分析的特点、各种整

流电路的功率因数分析。

2-131

本章小结

大功率可控整流电路的接线形式及特点，熟悉双反星形可控整流电路的工作情况，建立整流电路多重化的概念。

可控整流电路的有源逆变工作状态，重点掌握产生有源逆变的条件、三相可控整流电路有源逆变工作状态的分析计算、逆变失败及最小逆变角的等。

晶闸管直流电动机系统的工作情况，重点掌握各种状态时系统的特性，包括变流器的特性和电机的机械特性等，了解可逆电力拖动系统的工作情况，建立环流的概念。

用于晶闸管的触发电路。重点熟悉锯齿波移相的触发电路的原理，了解集成触发芯片及其组成的三相桥式全控整流电路的触发电路，建立同步的概念，掌握同步电压信号的选取方法。

2-132

图2-13三相半波可控整流电路，电阻负载，

a=30时的波形

u2a =30°uaubucOwtuGuOwtdiOwtVT1wt1uOwtVT1uacOwtuabuac2-133

图2-14

三相半波可控整流电路，电阻负载，a=60时的波形

u2a =60°uaubucOwtuGuOwtdOwtVT1Owt2-134

i图2-18 三相桥式全控整流电路带电阻负载

a=0时的波形

uu2a = 0°uaubucd1Owt1wtud2uu2LuⅠabuⅡacuⅢbcuⅣuⅤuⅥbacacbuabuacdOwtiVT1uOVTu1abuacubcubaucaucbuabuwtacOwtuabuac2-135

图2-19 三相桥式全控整流电路带电阻负载

a= 30 时的波形

ud1a = 30°uaubucOwt1wtud2uduⅠuⅡuⅢabacbcuⅣbauⅤcauⅥcbuabuacOwtuVT1uabuacubcubaucaucbuabuacOwtiuabuacaOwt2-136

图2-20 三相桥式全控整流电路带电阻负

载a= 60 时的波形

ua = 60°d1uaubucwt1Owtud2uuuⅢuⅣdabuⅠuⅡacbcbacauⅤuⅥcbabuacOwtuVT1uacuacOwtuab2-137

图2-21 三相桥式全控整流电路带电阻负载

a= 90 时的波形

ud1uaubucuaubOwtud2uduabuacubcubaucaucbuabuacubcubaOwtidOwtiVT1OwtiaOwt2-138

图2-22 三相桥式全控整流电路带阻感负载

a= 0 时的波形

uuu2a = 0°uabucd1Owt1wtud2uu2LuⅠuⅡuⅢⅣⅤⅥabacbcubaucaucbuabuacdOwtidiOwtVT1Owt2-139

图2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载

a= 30 时的波形

ua = 30°d1uaubucOwt1wtud2uduⅠabuⅡuⅢacuⅣbcbauⅤuⅥcacbuabuacOwtidOwitaOwt2-140

图2-24 三相桥式全控整流电路带阻感负载

a= 90 时的波形

ua = 90°ubucuad1Owt1wtud2uuabuⅠuⅡacbcuⅢuⅣbacauⅤuⅥcbabuacdOwtu

VT1uacuacOwtuab2-141

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